課程設計(大報告)：要求從下面題中任選一題。 1、 試設計一個用于LTE-Advanced系統的高效率、大功率射頻功放，帶寬大于150MHz，最大功率輸出時帶內功率起伏小于1分貝，增益不低于13分貝，最大效率不低于55%，輸出功率高于50W，中心頻率在800MHz、1900MHz、1950MHz、2140MHz、2550MHz和3500MHz中間任選一個。 要求給出詳細設計過程及仿真優化結果，包括器件選擇、器件特性仿真、輸入輸出阻抗的確定、輸入輸出匹配電路的設計及其仿真特性、功放電路的整體仿真特性及優化結構、成品率分析; 完成課程項目設計報告，要求報告長度不得少于15頁； 2、 試設計一個用于LTE-Advanced系統的低噪聲放大器，帶寬大于150MHz，最大功率輸出時帶內功率起伏小于1分貝，增益不低于15分貝，噪聲系數小于0.8分貝，中心頻率在800MHz、1900MHz、1950MHz、2140MHz、2550MHz和3500MHz中間任選一個。 要求給出詳細設計過程及仿真優化結果，包括器件選擇、器件特性仿真、輸入輸出阻抗的確定、輸入輸出匹配電路的設計及其仿真特性、放大器電路的整體仿真特性及優化結構、成品率分析；完成課程項目設計報告，要求報告長度不得少于15頁； |
射頻低噪聲放大器的ADS 設計 1、摘要 低噪聲微波放大器（LNA）已廣泛應用于微波通信、GPS 接收機、遙感遙控、雷達、電子對抗、射電天文、大地測繪、電視及各種高精度的微波測量系統中，是必不可少的重要電路。低噪聲放大器位于射頻接收系統的前端，其主要功能是將來自天線的低電壓信號進行小信號放大。前級放大器的噪聲系數對整個微波系統的噪聲影響最大，它的增益將決定對后級電路的噪聲抑制程度，它的線性度將對整個系統的線性度和共模噪聲抑制比產生重要影響。對低噪聲放大器的基本要求是：噪聲系數低、足夠的功率增益、工作穩定性好、足夠的帶寬和大的動態范圍。Advanced Design System(ADS)軟件是Agilent 公司在HPEESOF 系列EDA 軟件基礎上發展完善的大型綜合設計軟件，它功能強大，能夠提供各種射頻微波電路的仿真和優化設計，廣泛應用于通信、航天等領域，是射頻工程師的得力助手。 2、低噪聲放大器的應用 低噪聲放大器是現代無限通信、雷達、電子對抗系統等應用中一個非常重要的部分，常用于接收系統的前端，在放大信號的同時抑制噪聲干擾，提高系統的靈敏度。 如果在接收系統的前端連接高性能的低噪聲放大器，在肥皂水放大器增益足夠大的情況下，就能抑制后級電路的噪聲，則整個接收機系統的噪聲系數主要取決于放大器的噪聲。如果低噪聲放大器的噪聲系數降低，接收機系統的噪聲系數也會變小，信噪比得到改善，靈敏度大大提高。因此可見低噪聲放大器的性能制約了整個接收系統的性能，對于整個接收系統技術水平的提高，也起了決定性的作用。 國際現狀:在國際衛星通信中，低噪聲放大器的主要發展要求是改進性能和降低成本。由于國際通信量年復一年地迅速增加，所以必須通過改進低噪聲放大器的性能來滿足不斷增加的通信要求。以你此，要不懈地努力去展寬低噪聲放大器的寬度和降低其噪聲溫度。從經濟觀點出發，衛星通信整個系統的成本必須減到能與海底電纜系統相競爭。降低低噪聲放大器的噪聲溫度是降低衛星通信系統成本的一種有效的方法，因此地面站天線的直徑可以通過改善噪聲溫度性能而減少。 國內現狀：在國內衛星通信中，重點放在低噪聲放大器的不用維修特性以及低噪聲和寬帶特性，因為在這些系統中越來越廣泛地采用無人管理的工作方式，特別在電視接收地面站中更是如此。 3、低噪聲放大器特點及指標 LNA 是射頻接收機前端的主要部分，它主要有四個特點。首先，它位于接收機的最前端，這就要求它的噪聲系數越小越好。為了抑制后面各級噪聲對系統的影響，還要求有一定的增益，但為了不使后面的混頻器過載，產生非線性失真，它的增益又不宜過大。放大器在工作頻段內應該是穩定的。其次，它所接受的信號是很微弱的，所以低噪聲放大器必定是一個小信號放大器。而且由于受傳輸路徑的影響，信號的強弱又是變化的，在接受信號的同時又可能伴隨許多強干擾信號輸入，因此要求放大器有足夠的線型范圍，而且增益最好是可調節的。第三，低噪聲放大器一般通過傳輸線直接和天線或者天線濾波器相連，放大器的輸入端必須和他們很好的匹配，以達到功率最大傳輸或者最小的噪聲系數，并保證濾波器的性能。第四，應具有一定的選頻功能，抑制帶外和鏡像頻率干擾。 3.1 工作頻率與帶寬 放大器所能允許的工作頻率與晶體管的特征頻率fT 有關，由晶體管小信號模型可知，減小偏置電流的結果是晶體管的特征頻率降低。在集成電路中，增大晶體管的面積使極間電容增加也降低了特性頻率。 LNA 的帶寬不僅是指功率增益滿足平坦度要求的頻帶范圍，而且還要求全頻帶內噪聲要滿足要求，并給出各頻點的噪聲系數。 動態范圍的上限是受非線性指標限制，有時候要求更加嚴格些，則定義為放大器非線性特性達到指定三階交調系數時的輸入功率值。 3.2 噪聲系數 放大器的噪聲系數NF定義如下： 式中：NF為射頻/微波器件的噪聲系數；Sin,Nin分別為輸入端的信號功率和噪聲功率；Sout,Nout分別為輸出端的信號功率和噪聲功率。 噪聲系數的物理含義是，信號通過放大器后，由于放大器產生噪聲，使信噪比變壞，信噪比下降的倍數就是噪聲系數。 通常，噪聲系數就是用分貝數表示，此時 對單級放大器而言，其噪聲系數的計算公式為： 其中，NFmin為晶體管最小噪聲系數，由放大器的管子決定；Γopt、Rn和Γs分別為獲得NFmin時的最佳源反射系數、晶體管等效噪聲電阻、晶體管輸入端的源反射系數。。由此可見放大器的輸入匹配電路應該按照噪聲最佳來進行設計，也就是根據所選晶體管的Γopt 來進行設計。設計輸出匹配電路時采用共軛匹配，以獲得放大器較高的功率增益和較好的輸出駐波比。 對多級放大器而言，其噪聲系數的計算公式為： 其中，NFmin為第n級放大器的噪聲系數；Gn為第n級放大器的增益。在某些噪聲系數要求非常高的系統，由于噪聲系數很小，用噪聲系數表示很不方便，常用噪聲溫度來表示：N=KTeB。式中，K：波爾茲曼常數；Te：有效溫度，單位為K；B：帶寬，單位為HZ。 噪聲溫度與噪聲系數的換算關系為： NF=(dB)=10Lg(1+(KteB/KTOB)=10Lg(1+(Te/To) 其中，Te為放大器的噪聲溫度；To=290K；NF為放大器的噪聲系數。 3.3 放大器增益 在微波設計中，增益通常被定義為傳輸給負載ZL的平均功率與信號源的最大資用功率之比： 增益通常在阻性信號源和端接阻性負載的情況下定義，這就表明了信號源的資用功率都提供給了負載。放大器的資用功率經輸出口適當匹配提供給終端，并且增益的值通常是在固定的頻點上測得的，又由于大多數放大器的增益—頻率曲線的不平坦性，因此還必須說明增益的平坦性。 根據線型網絡輸入、輸出端阻抗的匹配情況，有三種放大器增益： 工作功率增益GP(operating power gain) 、轉換功率增益GT(transducer power gain)、資用功率增益GA（available power gain）。 低噪聲放大器的增益要適中，太大會使下級混頻器輸入太大，產生失真。但為了抑制后面各級的噪聲對系統的影響，其增益又不能太小。放大器的增益首先與管子跨導有關，跨導直接由工作點的電流決定。其次放大器的增益還與負載有關。低噪聲放大器大都是按照噪聲最佳匹配進行設計的。噪聲最佳匹配點并非最大增益點，以此增益G 要下降。噪聲最佳匹配情況下的增益成為相關增益。通常，相關增益比最大增益大約低2-4dB。增益平坦度是指功率最大增益與最小增益之差，它用來描述工作頻帶內功率增益的起伏, 常用最高增益與最小增益之差，即△G(dB)表示。 3.4 放大器的穩定性 晶體管放大器電路原理框圖如圖3.1所示 圖3.1 晶體管放大器電路原理框圖 放大器必須滿足的首要條件之一是其在工作頻段內的穩定性。這一點對于射頻電路是非常重要的，因為射頻電路在某些工作頻率和終端條件下有產生振蕩的趨勢。考察電壓波沿傳輸線的傳輸，可以理解這種振蕩現象。若傳輸線終端反射系數Γ0>1，則反射電壓的幅度變大（正反饋）并導致不穩定的現象。反之，若Γ0>1，將導致反射電壓波的幅度變?。ㄘ摲答仯?。當放大器的輸入和輸出端的反射系數的模都小于1,即Γin<1, Γout<1 時，不管源阻抗和負載阻抗如何，網絡都是穩定的，稱為絕對穩定；當輸入端或輸出端的反射系數的模大于1時，網絡是不穩定的，稱為條件穩定。對條件穩定的放大器，其負載阻抗和源阻抗不能任意選擇，而是有一定的范圍，否則放大器不能穩定工作。 3.5 輸入阻抗匹配 低噪聲放大器與其信號源的匹配是很重要的。放大器與源的匹配有兩種方式：一是以獲得噪聲系數最小為目的的噪聲匹配，二是以獲得最大功率傳輸和最小反射損耗為目的的共軛匹配。一般來說，現在絕大多數的LNA 均采用后一種匹配方法，這樣可以避免不匹配而引起LNA 向天線的能量反射，同時，力求兩種匹配接近。 3.6 端口駐波比和反射損耗 低噪聲放大器主要指標是噪聲系數，所以輸入匹配電路是按照噪聲最佳來設計的，其結果會偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態，因此駐波比不會很好。此外，由于微波場效應晶體或雙極性晶體管，其增益特性大體上都是按每倍頻程以6dB 規律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內平坦增益特性，在輸入匹配電路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下，只能采用低頻段失配的方法來壓低增益，以保持帶內增益平坦，因此端口駐波比必然是隨著頻率降低而升高。 4、低噪聲放大器設計仿真及優化 4.1 設計要求與目標 ①試設計一個中心頻率在1950MHz用于LTE-Advanced系統的低噪聲放大器 ②帶寬大于150MHz ③最大功率輸出時帶內功率起伏小于1分貝 ④增益不低于15分貝 ⑤噪聲系數小于0.8分貝 低噪聲放大器的設計大致步驟如下： ①下載并安裝晶體管的庫文件 ②直流分析 ③偏置電路的設計 ④穩定性分析 ⑤噪聲系數圓以及輸入匹配 ⑥最大增益的輸出匹配 ⑦匹配網絡的實現 ⑧版圖的設計 4.2 仿真設計 在較高的頻段設計低噪聲放大器，通常選用場效應管FET 和高電子遷移率晶體管（HEMT）。影響放大器噪聲系數的因素有很多，除了選用性能優良的元器件外，電路的拓撲結構是否合理也是非常重要的。放大器的噪聲系數和信號源的阻抗有關，放大器存在著最佳的信號源阻抗Zso。此時，放大器的噪聲系數應該是最小的，所以放大器的輸入匹配電路應該按照噪聲最佳來進行設計，也就是根據所選晶體管的Гopt 來進行設計。為了得到較高的功率增益和較好的輸出駐波比，輸出匹配電路則采用共扼匹配。輸入匹配電路在達到最佳噪聲時，放大器的輸入阻抗未必恰好與信號源阻抗匹配，因而功率放大倍數不是最大。設計放大器時，首先考慮的是噪聲盡可能低，其次才考慮增益的問題。因此，犧牲一點增益來換取噪聲系數的降低是必要的，兩者之間應該取一個合適的折中。 綜合各方面考慮，本實例采用的是Avago公司（原Agilent公司半導體部）的高電子遷移率晶體管ATF54143芯片。 4.2.1 直流分析 設計低噪聲放大器的第一步是確定晶體管的直流工作點。ATF54143進行直流掃描，它的直流特性圖如圖4-1所示。 圖4-1 ATF54143直流特性圖 結合ATF54143的數據手冊，確定晶體管的直流工作點設為Vds=3V,Ids=20mA 4.2.2 偏置電路的設計 設計如下偏置電路，完成后的偏置電路原理圖如圖4-2所示，使用Designer Guide中的Amplifier中的Transistor Bias Utility工具。 圖4-2 偏置電路原理圖 填入相應的電流，生成的偏置子電路如圖4-3所示。 圖4-3 偏置子電路 從圖中可以看出，R2和R4的電阻值都不是常規標稱值，它們僅是理論計算的結果。后面會用相近的常規標稱值電阻代替。將偏置子電路添加到電路圖中，畫好的偏置電路如圖4-4所示。 圖4-4 偏置電路原理圖 4.2.3 穩定性分析 把偏置電路直接接上ATF54143芯片的管腳，添加穩定性和增益控件。 另外，放大器的直流和交流通路之間要添加射頻扼流電路，它實際上是一個無源低通電路，使直流偏置信號（低頻信號）能傳輸到晶體管引腳，而晶體管的射頻信號（頻率很高）不要進入直流通路，實際中一般是一個電感，有時也會加一個旁路電容接地，在這里先用【DC_Feed】扼流電感代替。同時，直流偏置信號不能傳到兩端的Term，需要加隔直電容，這里先用【DC_Block】隔直電容代替。圖4-5為加入加入理想直流扼流和射頻扼流的原理圖。 圖4-5 加入理想直流扼流和射頻扼流的原理圖 點擊仿真圖標進行仿真，得仿真結果，仿真結果圖如圖4-6所示。 圖4-6 最大增益和穩定系數K的曲線 從仿真結果圖可以看出,在1.95GHz時,最大增益22.259dB,K=0.862,小于1。由晶體管放大器的理論知識可知，只有K>1,放大器電路才會穩定。為了使系統穩定，最常用的方法就是添加負反饋，在ATF54143的兩個源級添加小電感，晶體管添加負反饋后的原理圖如圖4-7所示。 圖4-7 晶體管添加負反饋后的原理圖 最終優化時變換為等效微帶線，并且把理想直流扼流和射頻扼流換成村田公司的電容模型和等效微帶線。 添加負反饋和優化后進行仿真，仿真的最大增益為18.764，穩定因子K=1.017，K>1,系統是穩定的。但是整個電路在低頻部分增益比較高，實際電路中會導致自激振蕩，因此在電路中串聯或并聯小電阻。接下來將理想的DC_Feed元器件改成實際的器件，本實例選用MuRata的電容和電感。 電源部分采用扼流LQG18和一個旁路電容GRM18，對射頻信號進行阻隔和旁路。仿真結果如圖4-8所示 圖4-8 加入MuRata后的仿真結果 從上圖可以看出，電路在低頻部分已經穩定了。下面需要把晶體管源級的兩個電感換成微帶線的形式。實際電路中如果用分類的實際電感，則分立器件本身和焊接等不確定寄生參數影響太大，所以這里用感性的微帶線來替代。 （1） 通過給定電感值算出等效傳輸線的長度，公式如下： （2） 選擇“Tlines-Microtrip”元器件庫中選擇“Msub”控件和微帶線用“MLSC”,添加到原理圖中，進行仿真，仿真結果如圖所示。從圖中可以看出，穩定性和最大增益都比較好，符合設計要求。仿真結果圖如圖4-9所示。 圖4-9 加入負反饋的仿真結果 把晶體管兩端的“DC-block”理想元器件替換成真實器件，仍然用MuRata電容，兩個隔直電容都選用“GRM18”系列，電容值為22pF,添加負反饋和優化后的最大增益為19.001，穩定因子K=1.003，系統是穩定的，全部換成真實器件后穩定系數和增益依然很好。仿真結果如圖4-10所示 圖4-10 仿真結果 4.2.4 噪聲系數圓和輸入阻抗匹配設計 輸入端采用最小噪聲匹配，利用ADS的S參數控件進行仿真，得到噪聲參數曲線,如圖4-11所示。 圖4-11 噪聲參數曲線 從上圖可以看出，在1.95GHz的時候最小噪聲系數為0.622dB。接下來就要設計一個適當的匹配網絡來實現最小噪聲系數，利用ADS的相關控件可得到噪聲圓和增益圓，噪聲圓和增益圓如圖4-12所示。 圖4-12 噪聲圓和增益圓 由Smith圓圖可知， m5是LNA有最大增益時的輸入端阻抗，此時可獲得最大增益為18.86dB；m4為LNA有最小噪聲系數時的輸入端阻抗,此時可獲得最小噪聲指數為0.62dB。但是這兩點并不重合，即設計時必須在增益和噪聲指數之間作一個權衡和綜合考慮。 在該Smith圓圖中，考慮到噪聲系數已經比較大，其他點處的噪聲都比較大，對于低噪聲放大器，尤其是第一級放大器，首先考慮的是最小噪聲，在m4處附近最大增益為17.867dB，增益達到要求，那么最優的輸入端阻抗就定為m4的阻抗17.831-j*12.558。為了達到最小噪聲系數，在晶體管的輸入端需要滿足最佳源反射系數的要求，而整個電路的輸入阻抗為Z0=50，所以需要輸入匹配網絡把變換到輸入阻抗為50。 接下來就使用Smith圓圖匹配工具進行輸入匹配，輸入端匹配“Smith Chart Utility”窗口如圖4-13所示。 圖4-13 “Smith Chart Utility”窗口 輸入端匹配子電路如圖4-14所示所示 圖4-14 輸入端匹配子電路 圖4-15為輸入端匹配電路的仿真結果圖，從該圖中可以看出，在CircleData圓里，m4點的阻抗正好匹配到50，此時在噪聲圓里面整個電路的噪聲系數nf(2)在1.95GHz處有最小值，且等于NFmin，說明在這點上噪聲系數已經達到最優化。 圖4-15 仿真結果 4.2.4 輸出阻抗匹配設計 利用ADS軟件的相應控件可以得到輸出阻抗的曲線，如圖4-16所示。 圖4-16 輸出阻抗曲線圖 從上圖中可以看出，輸出阻抗為72.917-j*50.836(即S22)。為了達到最大增益，輸出匹配電路需要把50匹配到Zin2的共軛。仍然使用微帶線匹配，加了輸出阻抗的“Smith Chart Utility”窗口如圖4-17所示 圖4-17 輸出阻抗的“Smith Chart Utility”窗口 輸出端匹配子電路如圖4-18所示。 圖4-18 輸出端匹配子電路 4.2.5 整體原理圖 輸入輸出端匹配后替換子電路的總體原理圖如圖4-19所示。 圖4-19 整個原理圖 運行仿真，整體電路的仿真結果如圖4-20所示，由圖4-20可知最大增益為17.169dB，穩定性系數K=1.086，最小噪聲系數NFmin=0.756dB。由此可以看出最小噪聲系數比較大，所以進行調節 圖4-20 整體電路的仿真結果圖 調節后的仿真結果圖如圖4-21所示，噪聲系數為0.614dB。 圖4-21 調節后的噪聲系數仿真圖 4.2.5 匹配網絡的實現 前面用到的都是理想微帶線，其參數只有特性阻抗、電長度和頻率，接下來需要把它轉換成實際的表明物理長度的微帶線。利用LinCale工具計算出微帶線的物理長度，所有微帶線的特征阻抗都是50 把所有的理想微帶線全換成實際物理長度的微帶線，原理圖如圖4-22所示。 圖4-22把所有的理想微帶線全換成實際物理長度的微帶線的原理圖 運行仿真，優化后的仿真結果如圖4-23所示。 圖4-23仿真結果圖 微帶線換成實際物理尺寸后，其物理尺寸的數值仍然可以通過Tuning來進行微調。從上圖可以看出，在1.95GHZ處，增益為16.613dB，輸入/輸出反射系數均小于-15dB,且整個電路無條件穩定。 設計的要求中心頻率為1.95GHz，帶寬大于150MHz，最大功率輸出時帶內功率起伏小于1分貝，所以對帶寬1.85GHz—2.05GHz進行掃描，掃描圖像如圖4-24所示。 圖4-24 掃描結果圖 圖4-24可知在1.85GHz—2.05GHz這一頻段內，最大功率輸出時帶內功率起伏從大約16.7dB—17.6dB小于1dB，符合設計的要求。 4.2.5 成品率分析 YIELD 分析能夠按照變量元件的離散分布分析出產品達到性能目標的合格率，通常我們能夠給出我們所采用的器件的連續或離散變化特性，它們符合電子產品的分布特性正態分布、高斯分布或其他分布。YIELD 分析基于Monte Carlo 方法，需要建立一定數量的隨機試驗。設計變量在容差范圍內變化，隨機試驗中符合設計目標需要的試驗次數（PASS NUMBER）和失敗的實驗次數將會得到，從而估算出產品的試驗合格率。首先給電路原理圖增加YIELD 仿真器及YIELD 參數，對放大器在所設定目標下的合格率進行分析。設置元件參量變化符合正態分布，δ＝±5％，設定設計目標YIELD SPEC ，這里取S 參數、噪聲系數和穩定系數為設計目標，YIELD 試驗次數設置為250 次。仿真結果如圖4-25所示，合格率為71.6％。為了設計出的產品既要保證合格的指標又要滿足較高的合格率，我們必須進行優化合格率設計。YIELD 仿真器及優化控制器如圖4-27 所示。優化后的仿真結果如圖4-26所示，合格率為87.6%。 圖4-25 合格率仿真分析結果 圖4-26 優化后的合格率仿真結果 圖4-27 YIELD 優化控制器 4.2.5 版圖的設計 最終的版圖的設計圖如圖4-28所示。 圖4-28 版圖 5、總結 從以上的仿真設計分析過程中，我們首先應用了ADS的S參數仿真分析，設計出滿足穩定性要求的低噪聲放大器的初始原理圖并進行最佳性能仿真分析。由仿真結果可以看出，工作頻帶在1.875 GHz -2.025GHz,在中心頻率為1.95 GHz時。最大增益為17.169dB，S11和S22均在-15dB以下，噪聲系數在0.614dB,帶內起伏小于1dB，均滿足設計指標。最后采用ADS 的合格率仿真器分析最佳性能參數下產品的合格率，并采用了優化合格率分析使產品最終達到高性能與高合格率。 6、心得體會 通過本次設計，了解了低噪聲放大器的工作原理以及設計方法。學習熟悉了ADS軟件進行微波電路的設計，優化，仿真的全過程。設計低噪放的第一步是選好管子，挑選一個性能好的管子是成功的第一步，在這一方面就花了不少時間，最終敲定為ATF54143。選好管子之后接下來就是如何設計了。 這次的設計總的來說不是特別容易，在課堂上雖然學了不少理論知識，可是當真正實踐的時候就發現自己懂得太少了，好多都沒弄明白。所以自己就在網上找相關資料，翻看相關設計書籍，在查閱和閱讀中確實學到了很多知識，也對ADS的設計低噪聲放大器的原理以及流程有了深刻的理解，一開始設計的還不是很順利，通過請教同學都能一一解決了。第一遍做的效果還不是很理想，在不斷的嘗試，不斷仿真中，對低噪聲放大器的設計越來越熟悉。 通過這次設計，更加深刻的體會到實踐對于理論的重要性，平時幾乎都是上課，僅局限于理論的學習，自己動手設計的計劃很少，這次的低噪聲放大器給我們提供了一個很好的平臺，鍛煉了自己的動手能力以及設計的流程，也使自己認識到自身的不足，以后加強這方面的鍛煉。 |
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