衛(wèi)星導(dǎo)航接收機中窄帶干擾抑制算法

第３１卷第１期 計算機仿真 ２０１４年１月

文章編號：１００６—９３４８（２０１４）Ｏ１—００７２－０４

衛(wèi)星導(dǎo)航接收機中窄帶干擾抑制算法

藺曉龍，何文濤，徐建華，葉甜春

（中國科學(xué)院微電子研究所，北京１０００２９）

摘要：窄帶干擾能夠嚴(yán)重降低衛(wèi)星導(dǎo)航接收機的性能。為提高衛(wèi)星導(dǎo)航性能，提出一種應(yīng)用于衛(wèi)星導(dǎo)航接收機中的窄帶干

擾抑制算法。首先利用數(shù)字傅里葉變換（ＤＦＴ）檢測窄帶干擾，傳統(tǒng)ＤＦＦ實現(xiàn)簡單、便于集成，但計算慢、檢測時間過長。為

解決上述問題，采用最優(yōu)化的多級ＤＦＴ頻率檢測算法，能顯著減小檢測時間。然后使用級聯(lián)的ＩＩＲ陷波器抑制窄帶干擾。

最后使用頻率檢測和濾波器更新相結(jié)合的開環(huán)結(jié)構(gòu)，用于跟蹤掃頻信號并進行抑制。仿真結(jié)果表明，改進算法能夠有效的

抑制衛(wèi)星導(dǎo)航接收機中的窄帶和掃頻干擾。

關(guān)鍵詞：衛(wèi)星導(dǎo)航接收機；窄帶干擾；數(shù)字傅里葉變換；掃頻干擾

中圖分類號：ＴＮ９１１ 文獻標(biāo)識碼：Ｂ

Ｎａｒｒｏｗ－Ｂａｎｄ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｉｎ ＧＮＳＳ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ

ＬＩＮ Ｘｉａｏ－ｌｏｎｇ，ＨＥ Ｗｅｎ—ｔａｏ，ＸＵ Ｊｉａｎ－ｈｕａ，ＹＥ Ｔｉａｎ－ｃｈｕｎ

（Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ｏｆ Ｃｈｉｎｅｓｅ Ａｃａｄｅｍｙ ｏｆ Ｓｃｉｅｎｃｅｓ，Ｂｅｉｊｉｎｇ １０００２９，Ｃｈｉｎａ）

ＡＢＳＴＲＡＣＴ：Ｎａｒｒｏｗ—ｂａｎｄ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎ ｓｅｖｅｒｅｌｙ ｄｅｇｒａｄｅ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅ ＧＮＳＳ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ．Ｔｏ ｓｏｌｖｅ ｔｈｉｓ

ｐｒｏｂｌｅｍ，ｔｈｉｓ ａｒｔｉｃｌｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ａ ｎａ￣ｏｗｂａｎｄ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ａｐｐｌｉｅｄ ｉｎ ｍｕｈｉｍｏｄｅ ＧＮＳＳ ｒｅｃｅｉｖｅｒ．

Ｕｎｌｉｋｅ ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＦＦ，ｗｈｉｃｈ ｉｓ ｓｉｍｐｌｅ ａｎｄ ｅａｓｙ ｔｏ ｂｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ，ｂｕｔ ｔａｋｅ ｔｏｏ ｍｕｃｈ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｔｉｍｅ，ａｎ ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ

ｍｕｌｔｉ－ｌｅｖｅｌ ＤＹＦ￣ｅｑｕｅｎｅｙ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｗｈｉｃｈ ｃａｎ ｓｉｇｎｉｉｆｃａｎｔｌｙ ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｔｉｍｅ ｗａｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ

ａｒｔｉｃｌｅ．Ａｆｔｅｒ ｂｅｉｎｇ ｄｅｔｅｃｔｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｍｕｌｔｉ－ｌｅｖｅｌ ＤＦＴ，ｔｈｅ ｎａｒｒｏｗ－ｂａｎｄ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｗａｓ ｔｈｅｎ ｍｉｔｉｇａｔｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｃａｓｃａｄｅ

ｎｏｔｃｈ ｆｉｌｔｅｒｓ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ａｎ ｏｐｅｎ ｌｏｏｐ ａｐｐｒｏａｃｈ ｃｏｍｂｉｎｇ ｔｈｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｎｄ ｕｐｄａｔｅ ｗａｓ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ｔｏ ｔｒａｃｋ

ａｎｄ ｍｉｔｉｇａｔｅ ｔｈｅ ｓｗｅｅｐ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｔ ｔｈｅ ｓａｍｅ ｔｉｍｅ．Ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ ｔｈｉｓ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｃａｎ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙ

ｓｕｐｐｒｅｓｓ ｎａｒｒｏｗｂａｎｄ ａｎｄ ｓｗｅｅｐ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｓ ｓｉｇｎａｌｓ ｉｎ ｔｈｅ ＧＮＳＳ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ．

ＫＥＹＷＯＲＤＳ：ＧＮＳＳ ｒｅｃｅｉｖｅｒ；Ｎａｒｒｏｗ－ｂａｎｄ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ＤＦＴ；Ｓｗｅｅｐ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ

１ 引言

ＧＰＳ、ＧＬＯＮＡＳＳ、Ｇａｌｉｌｅｏ以及中國的北斗衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)

持續(xù)抑制。

目前有多種窄帶干擾抑制方法，包括：文獻［３］［４］使用

Ｆ 技術(shù)在頻域?qū)φ瓗Ц蓴_進行檢測和抑制。由于使用

ＦＦＴ，需要大量緩存數(shù)據(jù)，計算量大。文獻［５］［６］使用自適

應(yīng)陷波器（ＡＮＦ）技術(shù)，ＬＭＳ、ＲＬＳ等多種自適應(yīng)算法被采用，

可使用ＩＩＲ型或ＦＩＲ型的濾波器。其中自適應(yīng)算法計算量、

檢測數(shù)目、收斂性需要特別關(guān)注。文獻［７］使用檢測加抑制

的結(jié)構(gòu)對包括窄帶干擾在內(nèi)的多種干擾進行抑制。文獻［８］

使用其它更為復(fù)雜的一些變換與濾波技術(shù)，能夠抑制包括多

（ＢＤＳ）以及其它的增強系統(tǒng)統(tǒng)稱為全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)

（ＧＮＳＳ）。地面接收到的ＧＮＳＳ信號強度在一１３０ｄＢｍ左右，

遠(yuǎn)在噪聲功率之下 。隨著定位功能越來越多的集成到移

動設(shè)備中，由其它通信設(shè)備泄露到ＧＮＳＳ信號頻段的干擾不

斷增多。這些干擾會嚴(yán)重降低衛(wèi)星導(dǎo)航接收機的性能。其

中對ＧＮＳＳ接收機影響最大，且最常見的干擾類型是窄帶干

擾 。

另外接收機與干擾源之間的相對運動會產(chǎn)生多普勒效

種類型的干擾，考慮了一定的掃頻干擾，但算法及實現(xiàn)復(fù)雜

度都較高，不易于集成。

本文使用檢測加濾波的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)衛(wèi)星導(dǎo)航接收機中的

應(yīng)，此時即使外界窄帶干擾頻率是固定不變的，ＧＮＳＳ接收機

內(nèi)部，其干擾頻率會隨時間發(fā)生變化，形成掃頻干擾信號。

所以在處理窄帶干擾抑制時需要考慮跟蹤干擾頻率以達(dá)到

基金項目：中國第二代衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)重大專項多模導(dǎo)航型基帶芯片

（２０１１ＧＦＺＸ０３０３０２０４）

窄帶干擾抑制。ＤＦＴ技術(shù)由于其硬件實現(xiàn)簡單，便于集成而

被廣泛采用，但是由于衛(wèi)星接收機中信號檢測帶寬很大，如

２ＭＨｚ，頻率分辨率又要求很小，如１００Ｈｚ，傳統(tǒng)ＤＦＴ計算緩

慢，檢測時間過長而無實際應(yīng)用價值。針對這個問題，本文

提出的多級ＤＦＴ窄帶干擾頻率檢測算法，使用多等級的檢

收稿日期：２０１３—０４—１０

７２一

測，從而最小化檢測時間。然后使用級聯(lián)的ＩＩＲ陷波器陣

列，去除多個輸入通道中的多個窄帶干擾。最后采用ＤＦＴ檢 波器能去除一個實數(shù)輸入的窄帶干擾，要應(yīng)對多個窄帶干

測加調(diào)整陷波器的開環(huán)方式對掃頻干擾進行抑制。

＜ｂ＜１表示與ＩＩＲ陷波器帶寬有關(guān)的參數(shù)。單個二階ＩＩＲ陷

擾，需要多級級聯(lián)的二階ＩＩＲ陷波器序列。

２．２ 窄帶干擾頻率檢測

２衛(wèi)星導(dǎo)航接收機干擾抑制結(jié)構(gòu)

受多個連續(xù)波干擾的擴頻信號模型：

（￡）＝５（ｆ）＋ｎ（ｔ）＋ Ａ ｃｏｓ（２￣＇ｆｏｔ＋ ） （１）

傳統(tǒng)實時數(shù)字傅里葉變換（ＤＦＴ）表達(dá)式：

Ｌ

（ ）＝∑ （ｎ）ｅ （３）

ｎ＝１

其中，Ｊ表示累加的采樣點數(shù)。ＤＦＴ結(jié)果的頻率分辨率：

其中 表示采樣頻率， 表示 個采樣點 ｆｏ＝ ／ ＝１／ ，

其中：ｓ（ｔ）表示ＧＮＳＳ衛(wèi)星擴頻信號，ｎ（ｔ）表示高斯白噪

聲， 表示連續(xù)波干擾的數(shù)目， ， 分別表示不同連續(xù)

波干擾的幅度、頻率、相位。以ＧＰＳ為例，地表的衛(wèi)星信號功

率在一１３０ｄＢｍ左右，帶寬為２ＭＨｚ。擴頻信號本身具有一定

的抗窄帶干擾能力，但當(dāng)干擾功率超過一１１０ｄＢｍ左右時，開

始對接收機產(chǎn)生影響。隨著干擾功率的進一步增加，接收機

將失去鎖定、無法定位。這些窄帶干擾處于有效信號帶寬

內(nèi)，不能通過射頻中的帶通濾波器去除，所以需要額外的干

擾抑制處理。

圖１所示為具有窄帶干擾抑制的多模衛(wèi)星導(dǎo)航接收機

結(jié)構(gòu)框圖。射頻對不同ＧＮＳＳ系統(tǒng)的衛(wèi)星信號進行下變頻、

量化等操作，得到數(shù)字中頻信號。干擾檢測模塊首先檢測中

頻信號中的窄帶干擾頻率和功率，然后將這些信息轉(zhuǎn)化為濾

波器參數(shù)置人干擾去除模塊。干擾去除模塊對輸入信號進

行濾波后輸出給接收機基帶進行捕獲、跟蹤及定位解算，最

后輸出定位等信息。

圖１ ＧＮＳＳ接收機中的窄帶干擾抑制

圖１中干擾去除模塊使用級聯(lián)的ＩＩＲ陷波器陣列；干擾

檢測模塊使用數(shù)字傅里葉變換（ＤＦＴ）對輸入信號進行頻域

變換，具有實時性且硬件開銷小，適合集成電路實現(xiàn)。

２．１ ＩＩＲ陷波器陣列

陷波器能夠有效抑制窄帶干擾，去除干擾頻率而保留大

部分衛(wèi)星信號功率。其中無限沖擊響應(yīng)（ＩＩＲ）類型的陷波器

由于其實現(xiàn)和計算復(fù)雜度低，而被廣泛用于擴頻通信中的窄

帶干擾抑制。對于實數(shù)輸入信號，其傅里葉變換會在正負(fù)頻

率處產(chǎn)生兩個干擾峰，需要二階ＩＩＲ陷波器，其傳遞函數(shù) ：

（２）

其中：ｇＯ。＝２＝ｆｏ．／ｆ．表示ＩＩＲ陷波器歸一化中心頻率；０

的累加時間。則以分辨率 檢測帶寬為ＢＷ的頻率范圍所

需的檢測時間為：Ｔ＝ＢＷ／Ａ，傳統(tǒng)ＤＦＴ頻率檢測算法及其檢

測時間與頻率分辨率成平方反比關(guān)系。以ＧＰＳ衛(wèi)星信號為

例，需要檢測的頻率帶寬為２ＭＨｚ，要達(dá)到１００Ｈｚ的頻率分辨

率，則需要２００秒的檢測時間，檢測時間太長而無法接受。

多級ＤＦＴ窄帶干擾頻率檢測算法在保證最終檢測結(jié)果

分辨率不變的情況下，能大幅度減小檢測時間。如圖２所示

其原理為：ＤＦＴ檢測分為多個等級，每個等級僅有小部分窄

帶干擾所在的頻率分量處會有大的幅度超過門限，從而被記

錄下來由下一級更小的頻率分辨率繼續(xù)檢測，大部分不存在

干擾的頻率范圍被排除掉，不需要下一級的檢測。依次類

推，從而減少總體檢測時間。

圖２ 多級ＤＦＴ窄帶干擾頻率檢測算法

圖２中的多級ＤＦＴ窄帶干擾頻率檢測算法的級數(shù) 和每

級的頻率分辨率組合［ …． ］選擇不同，最終檢測時

間差別很大。存在最優(yōu)的頻率組合，使檢測時問最小。假設(shè)

使用ｎ級ＤＦＴ檢測ＢＷ的頻率范圍，檢測時間可建模如下：

妻．～ 一

： ＋ｊ （爭＋．＿…＋等） （４）

１ ｊ ２ Ｊ ｎ

其中 表示窄帶干擾數(shù)目，求多變量的極值，得方程

鯧：

：

一

二 業(yè)＋．『Ｎ：０

。一

０Ｔ Ｎ

－

２ Ｎ

ｆｌ

—

：—：

一 。 一 ０

—

＋了

（５）

： ＋ ：０

一

。一

，

解遞歸方程組，得到檢測時間最小化條件，即最優(yōu)頻率

組合：

ｆ － ｎ－

｛ … （６）

２ｒ，ＢＷ，ｆ￣－１

圖３中，假設(shè)最終分辨率為ｌＯＯＨｚ時，傳統(tǒng)ＤＦｒ需要檢

測時間２００ｓ，而使用多級Ｄｂ３＇檢測算法，令等級Ｌ＝２、３、４

時，分別需要檢測時間為２．０５２ｓ、０．６３６ｓ、０．４２０ｓ，分別是傳統(tǒng)

檢測時間的１．０２６％、０．３１８％、０．２１％。且隨著檢測等級的

不斷增加，檢測時間不斷減小。

３．２多個窄帶干擾抑制仿真

Ｉ

ｌ 一

輸入ＧＰＳ信號功率一１３１ｄＢｍ，中頻為４ＭＨｚ。同時存在

兩個窄帶干擾信號，第一個干擾頻率為４ＭＨｚ，功率為一

８５ｄＢｍ，第二個干擾頻率為３ＭＨｚ，功率為－９１ ｄＢｍ。經(jīng)過２個

ＩＩＲ陷波器抑制后輸出。分別對輸入輸出信號進行捕獲，結(jié)

ｌ ＝嘉

由式（６）得到最優(yōu)的頻率組合后，帶入式（４）得到檢測

時間的估計。

２．３掃頻信號跟蹤

窄帶干擾頻率有可能隨時間變化形成掃頻干擾，因此需

要對窄帶干擾的頻率進行跟蹤抑制。本文使用ＤＦＴ檢測干

擾頻率后更新濾波器參數(shù)的開環(huán)方法對干擾進行跟蹤抑

制。假設(shè)已初始化完成陷波器對一個窄帶干擾進行去除，該

陷波器工作中心頻率為∞。，有效帶寬為ＢＷ。對輸入信號在

中心頻率為∞。，帶寬為ＢＷ的范圍內(nèi)進行ＤＦＴ檢測后得到新

的干擾頻率ｃｃ， ，則調(diào)整陷波器的參數(shù)，使其陷波中心頻率變

為∞．。如此循環(huán)，將保持陷波器對該干擾頻率的持續(xù)抑制。

：２ ｍ Ｏ

以上的開環(huán)跟蹤算法有一個前提假設(shè)——在ＤＦＴ檢測

時間內(nèi)，干擾頻率是不變的，或者是變化緩慢的。由此可對

該算法所能跟蹤的頻率變化率進行建模，假設(shè)ＤＦＴ頻率分辨

率為，０，其跟蹤頻率變化的能力：

Ｊｓ 。印 ＝ Ｔ ＝ ＝ －ｖｚ （Ｈｚ／ｓ）） （７）

３仿真

３．１ 最優(yōu)化的多級ＤＦＴ窄帶干擾檢測速度仿真

仍以ＧＰＳ信號為例，帶寬ＢＷ＝２ＭＨｚ，假設(shè)存在１０個窄

帶干擾，不同等級和最終分辨率的多級ＤＦＴ頻率檢測時間如

圖３。

圖３ 多級ＤＦＴ頻率檢測算法檢測時間

．－－－——

７４．．－．——

果如圖４、５、６所示。

圖４是未進行窄帶干擾抑制，直接對輸入信號進行捕獲

的結(jié)果，可以看到頻率和碼相位平面上沒有明顯相關(guān)峰值，

無法捕獲信號。

頻率域０ ０ 碼相位域

圖４輸入信號捕獲結(jié)果（２個窄帶干擾）

圖５是陷波器１對４ＭＨｚ附近的窄帶干擾抑制后，對其

輸出信號進行捕獲。由于ＧＰＳ信號處于４ＭＨｚ，該頻率處的

窄帶干擾對信號影響最大，經(jīng)過陷波器１的抑制后，ＧＰＳ信

號質(zhì)量得到提高，捕獲結(jié)果中已經(jīng)可以看到相關(guān)峰，但是峰

值與噪底區(qū)分不大——信噪比低，原因是還有一個窄帶干擾

沒有抑制。此時的信噪比相比無干擾情況時損失了４．５ｄＢ。

圖６是陷波器２對３ＭＨｚ附近的窄帶干擾抑制后，對其

輸出信號進行捕獲。此時兩個窄帶干擾都已經(jīng)被抑制了，所

以ＧＰＳ信號的信噪比進一步提升。最后的信噪比相比無干

擾情況時只損失了０．５ｄＢ。

３．３跟蹤掃頻信號仿真

由式（７）可知，檢測加調(diào)整濾波器參數(shù)的開環(huán)跟蹤算法

的跟蹤能力僅與ＤＦＴ檢測頻率分辨率的平方成正比關(guān)系。

信號初始頻率４ｋＨｚ，ＤＦＴ頻率分辨率１０Ｈｚ情況下，跟蹤能

力仿真如圖７所示。

由式（７）可知，在頻率分辨率為１０Ｈｚ時，其跟蹤能力極

限為５０Ｈｚ／ｓ，圖４的仿真結(jié)果表明對于４０Ｈｚ／ｓ及以下的頻

率斜升干擾信號，跟蹤良好；當(dāng)頻率變化率達(dá)到５０Ｈｚ／ｓ時，

已無法正確跟蹤，與式（７）理論結(jié)果符合。

ｌ２０００

ｔＯ０００

８０００

倒６０００

驟

４ｏｏ０

２Ｏ００

Ｏ

３０

頻率域０ ０ 碼相位域

圖５陷波器１輸出信號捕獲結(jié)果

頻率域０ ０ 碼相位域

圖６陷波器２輸出信號捕獲結(jié)果

不問斜率的掃描信號蝶蹤站果

ｏ ２ ４ ６ ８ １ｏ

時間／ｓ

圖７跟蹤頻率隨時間變化信號

４

結(jié)束語

本文針對衛(wèi)星導(dǎo)航接收機中窄帶干擾抑制問題，使用頻

域檢測和時域濾波組合的結(jié)構(gòu)。提出了最優(yōu)化的多級ＤＦＴ

Ｏ ０枷 ㈣ Ｏ ０ 湖 鯽 Ｏ ０ 枷 猢 ＯＯ ， ＊聰

窄帶干擾頻率檢測算法，該算法利用傳統(tǒng)ＤＦＴ易于實現(xiàn)的優(yōu)

點，同時克服了傳統(tǒng)方法檢測時間長的缺點，仿真結(jié)果表明

該算法的檢測時間是傳統(tǒng)ＤＦＴ檢測時間的１％甚至更少。

對多個－８５ｄＢｍ左右的窄帶干擾的抑制情況進行了仿真，結(jié)

果表明濾波后信噪比損失小于ｌｄＢ。利用ＤＦＴ檢測干擾頻

率并調(diào)整陷波器系數(shù)的開環(huán)方式對輸入的掃頻信號進行跟

蹤，該結(jié)構(gòu)跟蹤性能僅與ＤＦＴ檢測頻率分辨率有關(guān)，通過調(diào)

整ＤＦＴ檢測頻率分辨率可適應(yīng)不同應(yīng)用場景。

參考文獻：

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ｒｉｔｈｍ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｓｐａｃｅ－ｔｉｍｅ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ［Ｃ］．Ｃｏｍｐｕｔｅｒ

Ｄｉｓｔｉｒｂｕｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｎｄ Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ ＥｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔａｌＭｏｎｉｔｏｒｉｎｇ（ＣＤ—

ＣＩＥＭ）．２０１２：１０６—１０９．

［作者簡介］

藺曉龍（１９８５一），男（漢族），河南平頂山人，博士研

究生，研究方向為衛(wèi)星導(dǎo)航接收機信號處理算法；

何文濤（１９８２一），男（漢族），湖北黃岡人，博士，助

理研究員，研究方向為衛(wèi)星導(dǎo)航接收機信號處理算

法及超大規(guī)模集成電路設(shè)計；

徐建華（１９６３一），男（漢族），浙江金華人，研究員，博士生導(dǎo)師，研究

方向為ＧＰＳ接收機、ＦＰＧＡ平臺開發(fā)、芯片系統(tǒng)設(shè)計等方面；

葉甜春（１９６５一），男（漢族），四川綿陽人，研究員，博士生導(dǎo)師，研究

方向為集成電路設(shè)計與應(yīng)用、納米加工制造技術(shù)、新型器件等方面。

一

７５一