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GPS接收機靈敏度解析

更新時間:2025-12-08 17:36:45 閱讀：評論：0

2024年2月21日發(fā)(作者：設計氣象臺)

1 GPS

接收機的靈敏度定義

隨著GPS

應用范圍的不斷擴展，對GPS

接收機的靈敏度要求也越來越高，高靈敏度的接收性能可以令接收機在室內(nèi)或其它衛(wèi)星信號較弱的場景下仍然能夠實現(xiàn)定位和跟蹤，大大拓展了GPS

的使用范圍。

作為GPS

接收機最為重要的性能指標之一，高靈敏度一直是各個GPS

接收模塊孜孜以求的目標。對于GPS

接收系統(tǒng)而言，靈敏度指標包括多個場景下的指標，分別為：跟蹤靈敏度、冷啟動靈敏度、溫啟動靈敏度。目前業(yè)界已經(jīng)可以實現(xiàn)跟蹤靈敏度在-160dBm

以下，冷啟動靈敏度和溫啟動靈敏度也分別可以達到-145dBm

和-158dBm

以下，其中冷啟動靈敏度和溫啟動靈敏度分別表示的是在兩種不同場景下的捕獲靈敏度。

GPS

接收機首先需要完成對衛(wèi)星信號的捕捉，完成捕捉所需要的最低信號強度為捕捉靈敏度；在捕捉之后能夠維持對衛(wèi)星信號跟蹤所需要的最低信號強度為跟蹤靈敏度。

2 GPS

接收模塊的靈敏度性能分析

從系統(tǒng)級的觀點來看，GPS

接收機的靈敏度主要由兩個方面決定：一是接收機前端整個信號通路的增益及噪聲性能，二是基帶部分的算法性能。其中，接收機前端決定了接收信號到達基帶部分時的信噪比，而基帶算法則決定了解調、捕捉、跟蹤過程所能容忍的最小信噪比。

2.1

接收機前端電路性能對靈敏度的影響

GPS

信號是從距地面

20000km

的LEO（Low Earth Orbit，低軌道衛(wèi)星）衛(wèi)星上發(fā)送到地面上來的，其L1

頻段（fL1=1575.42MHz）自由空間衰減為：

（1）

按照GPS

系統(tǒng)設計指標，L1

頻段的C/A

碼信號的發(fā)射EIRP（Effective

Isotropic Radiated Power，有效通量密度）為P=478.63W（26.8dBw）([1][2])，若大氣層衰減為A=2.0dB，則GPS系統(tǒng)L1

頻段C/A

碼信號到達地面的強度為：

（2）

GPS ICD（Interface Control Document，接口控制文檔）文件（[3]）中給出的GPS

系統(tǒng)L1

頻段C/A

碼信號強度最小值為-160dBw，和上述結果一致。在實際場景中，由于衛(wèi)星仰角的不同、以及受樹木、建筑物等的遮擋，L1

頻段C/A

信號到達地面的強度可能會低于-160dBw。

GPS

信號被天線接收下來后，假如天線有源，則經(jīng)過濾波器和低噪放，再通過電纜接到接收機部分，接收機內(nèi)同樣經(jīng)過一級低噪放和一級濾波器，再進射頻前端模塊進行下變頻和模數(shù)轉換處理。

天線的有源部分主要是用來補償從天線到接收模塊之間的電纜損耗，假如天線和接收模塊之間的插極小，則可以使用無源天線。

GPS

接收機前整個特性可以由整個接收機的G/T

值來表征。設GPS

接收機的射頻前端可以分為n級，第i

級的增益、噪聲系數(shù)、等效噪聲溫度分別為Gi、NFi、Tei，則GPS

接收機的總的等效噪聲溫度為：

（3）

其中，Ga

為天線增益，Ta

為天線噪聲溫度。天線的噪聲溫度和天線大小、信號頻率、天線方向圖、擺放位置等都有關系，一般GPS

天線噪聲溫度為Ta=100K。

根據(jù)系統(tǒng)的G/T

值即可以得到在一定輸進信號功率下的接收載噪比：

其中，k=1.38e-23，為Bolzmann

常數(shù)。

下表給出了采用有源天線的場景下常見的GPS

接收模塊前端載噪比計算：

表

有源天線場景下GPS

接收單元前端載噪比計算

從上表可以很明顯的看出，影響系統(tǒng)載噪比的最主要因素是天線本身的增益和噪聲溫度，在天線無源部分性能確定的條件下，天線有源部分則決定了整個系統(tǒng)的載噪比變化，而后級的鏈路增益和噪聲系數(shù)對系統(tǒng)載噪比基本沒有貢獻。

實際電路設計中，由于電磁干擾的存在，每一級都有可能引進新的噪聲，后級的性能也會對系統(tǒng)載噪比產(chǎn)生重要影響。因此，需要重點考慮電磁干擾對系統(tǒng)性能帶來的損失。有源天線的主要目的是補償天線至接收機的電纜損耗，對于天線和接收機比較接近的場景，天線至接收機的損耗基本可以忽略，則可以直接采用無源天線，通過進步接收機內(nèi)部第一級低噪聲放大器的增益和噪聲系數(shù)性能，同樣可以達到采用有源天線的性能。第一級的噪聲系數(shù)決定了前級引進噪聲的大小，而第一級的增益則決定了后級引進的噪聲對系統(tǒng)性能的影響，第一級的增益越大，后級噪聲性能對系統(tǒng)性能的影響越小，但同時需要考慮整個信號通路至A/D

量化部分的總體增益，以確保A/D

量化對信噪比的損失最小。

下圖給出了接收機前級低噪聲放大器的噪聲系數(shù)對系統(tǒng)整體載噪比的影響，圖中還給出了不同增益天線的性能差異。實際中選用天線時，除天線增益外，還需要考慮天線的方向圖、不圓度以及軸比、駐波系數(shù)等性能。

圖

前級放大器噪聲系數(shù)對載噪比的影響

接收機前A/D

轉換過程也會導致系統(tǒng)載噪比的降低，A/D

量化對信噪比的影響主要和A/D

量化位數(shù)有關，一般以為，1bit

量化會導致1.96dB

的載噪比損失，但該值的條件是中頻帶寬為無窮寬。A/D

轉換的載噪比損失還和中頻帶寬有關，對于中頻帶寬即是C/A碼帶寬而言，1bit

量化會導致3.5dB

的載噪比損失，而3bit

量化帶來的載噪比損失為0.7dB（[4]）。

此外，A/D

轉換對性能的影響還和A/D

量化最大閾值和噪聲的均方根（RMS）之間的比例有關。

接收機的熱噪聲基底為：

假設接收機帶寬為GPS C/A 碼的帶寬2.046MHz，則熱噪聲基底的功率為:

該功率遠大于GPS

輸進信號功率-130dBm，因此系統(tǒng)的增益控制以及A/D

量化閾值主要由熱噪聲確定，與輸進信號強度基本無關。

常用的GPS

射頻芯片中，A/D

量化和自動增益控制部分的電路都是聯(lián)合設計的，根據(jù)A/D

量化閾值的要求設置自動增益控制的控制電平。

2.2

基帶算法性能對靈敏度的影響

基帶算法性能直接影響信號捕捉、跟蹤以及解調過程對載噪比的最低要求。GPS

信號是一個擴頻系統(tǒng)，對于C/A

碼而言，其擴頻碼為碼長1023

的Gold

碼，碼速率為1.023Mcps，即每1ms

為一個C/A

碼周期。因此，可以通過進步本地碼和接收信號之間的積分時間來進步接收信號的載噪比。

積分方式分為相干累積和非相干累積。相干累積是指直接用本地碼和接收信號按位相乘后再累加，而非相干累積則是對相干累積的結果再進行直接相加。

相干累積結果可根據(jù)下式進行計算（[5]）：

其中，Δf

為本地本振與載波之間的頻率差，T

為相干累積時間，CN0為到達基帶時的

信號載噪比，單位為dBHz，

R(τ )

為C/A

碼的自相關函數(shù)，

Δφ

為初始相位差，

D為信號調制的導航電文符號，

ηI

和ηQ

分別為I

路和Q

路的噪聲。

由公式(6)(7)可知，相干累積結果和相干累積時長非常相關，相干累積時間越長，對輸進載噪比的要求越低，其靈敏度也就越高，但累積時長過長，由于頻偏Δf

的影響，上式中第一項值也會越小，又會降低其靈敏度。因此，一般高靈敏度的GPS

接收機都需要采用頻率穩(wěn)定度較高的TCXO作為本振，以降低本地頻率和載波頻率之間的偏差。一般而言，高靈敏度的基帶算法對本振的穩(wěn)定度要求在8ppm

左右，該穩(wěn)定度包括校正偏差、老化以及溫度補償穩(wěn)定度，對于頻率校正穩(wěn)定度為2ppm、老化穩(wěn)定度為5ppm

的TCXO

而言，一般要求其溫度補償穩(wěn)定度在0.5ppm

以內(nèi)。

非相干累積結果為

，通過公式(6)(7)還可以看出，當采用非相干累積時，由于ηI

和ηQ的存在，其信噪比會比相干累積有所降低。

下圖給出了不同頻率偏移情況下相干累積結果隨相干時長變化的情況。由圖中可以看出，當頻偏較小的情況下，可以選擇較長的相干時長以達到較高的相干累積結果。

圖

相干時長與相干累積結果的關系

2.3

高接收靈敏度的GPS

接收機設計

根據(jù)本文前述內(nèi)容的分析可知，要設計高接收靈敏度的GPS

接收機，需要從以下幾個方面著手：

1、

要有好的抗干擾和隔離設計，由于GPS

信號屬于弱信號，信號強度在-130dBm左右，因此射頻通道內(nèi)任何一級引進的干擾都有可能極大地影響系統(tǒng)的接收信噪比，因此，需要從電路設計上做到抗干擾和隔離，尤其是地線的設計，差的地線設計可以使系統(tǒng)信噪比降低6dB

以上；

2、

需要最小化接收機噪聲，即盡可能進步系統(tǒng)的G/T

值，這可以從盡量降低前級噪聲系數(shù)、前級增益等方面進行，但同時還需要考慮系統(tǒng)的動態(tài)范圍，全通道增益不能過大；

3、

要有好的基帶算法，包括對信噪比要求極低的捕捉、跟蹤算法，這一點目前在業(yè)界很多GPS基帶芯片內(nèi)都已經(jīng)實現(xiàn)；

4、

需要高穩(wěn)定度的本振，這也是好的基帶算法能夠工作的必要條件。

總結

隨著GPS

應用范圍的不斷擴展，業(yè)界對GPS

接收機的靈敏度要求也越來越高。GPS

接收機的靈敏度主要受兩個部分的限制：一是接收機前端電路包括天

線部分的設計，二是接收機基帶算法的設計。其中，接收機前端電路決定了接收信號到達基帶部分時的信噪比，而基帶算法則決定了解調、捕捉、跟蹤過程所能容忍的最小信噪比。本文針對上述兩個方面的原理分別進行了闡述，并給出了高靈敏度接收機設計的建議。

參考文獻

[1]. M. Braasch and F. van Graas, “Guidance accuracy considerations for

realtime GPS interferometry,” in Proc. 4th Int. ech. Meeting Satellite Division of

the Institute of Navigation, Sept. 1991, pp. 373–386.

[2]. P. Nieuwjaar, “GPS signal structure,” NATO AGARD Lecture Series No.

161, The NAVSTAR GPS System, Sept.1988.

[3]. Anonymous, Interface Control Document ICD-GPS-200, Arinc Rearch

Corporation, Fountain Valley, CA, July1991.

[4]. Machael S. Braasch, A. J. Van Dierendonck, GPS Receiver Architectures

and Measurements,Proceedings of The IEEE, Vol. 87, No. 1, January 1999

[5]. Bradford W. Parkinson, James J. Spilker Jr., Global Positioning System:

Theory and Applications, Volume I, American Institute of Aeronautics and

Astronautics, Inc., 1996(end)

本資料來源于：

/view/

以下是少有的有水平的討論，作為補充。

GPS信號功率

2008-06-16 10:15

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討論這個議題的主要起因是:靈敏度(nsitivity)是如何確定的.[]

問題:我們經(jīng)常看到某些GPS芯片商宣稱自己的芯片靈敏度是如何的高,但是根據(jù)對整個系統(tǒng)的分析可以看出系統(tǒng)的靈敏度主要取決于第一級LNA的設計,GPS產(chǎn)品的靈敏度取決于GPS芯片和放大器的設計,那么就帶來下面的問題:[]

1)系統(tǒng)的靈敏度是如何計算的芯片的靈敏度對系統(tǒng)設計有什么影響 []

2)接收GPS信號的功率和信噪比是一個什么樣的水平 []

3)如何按照信噪比,信號功率設計系統(tǒng)靈敏度 []

[]

這真是一篇超精華的帖子!感謝樓主和參與的所有人![5

jinfoxhe:

R1 靈敏度的計算公式:S=-174dBm+10*log(BW)+Eb/N0+NF. BW一般為中頻帶寬,Eb/N0為芯片在一定誤碼的情況下解調需要的信噪比, NF為系統(tǒng)噪聲系數(shù).如果是擴頻系統(tǒng),還需要減去擴頻增益.

2 對于GSM來說,其靈敏度一般為-110dBm左右(基站),和具體的配置有關系.從仿真來看,

GSM的解調Eb/N0為4-5dB.

3 見1.

snow99:

好象在說GPS, 不是GSM, 雖然看起來很像

GPS RF BW: 2.046 MHz

Modulation: BPSK

Process Gain: 46 d

Thermal Noi Floor: kTB = -111 dBm/2.046MHz

Required Eb/N0: 6 dB (不太清楚, 可以修正)

Receiver NF: 3 dB (Typical)

Sensitivity: -111 + 6 + 3 - 46 = -148 dBm

這只是一個大致結果, 考慮系統(tǒng)的其他算法以及Doppler校正, 最終靈敏度在-154 ~

-149之間

]

Arm720:

樓上朋友對靈敏度的描述已經(jīng)非常清楚了,降低系統(tǒng)的信噪比和噪聲系數(shù)能提高系統(tǒng)的靈敏度.那么對于設計來說是不是可以這么理解:

1)根據(jù)靈敏度公式估算系統(tǒng)的接收靈敏度 2)根據(jù)估算的系統(tǒng)接收靈敏度計算對芯片接收靈敏度的要求

芯片接收的靈敏度反映了對前級放大器噪聲系數(shù)和信噪比的設計要求. 不知我的理解是否正確,如果是這樣,估算的原則又是什么那些參考書上有描述,我想詳細的研究一下,多謝了!

那位測試過GPS信號的朋友能說一下GPS信號的接收功率和信噪比嗎

Arm720:

看來我的發(fā)帖晚了一部,多謝jinfoxhe和snow99兄!

不過snow99兄的計算方法和上面公式好像對不上.你描述的是對GPS接收系統(tǒng)的需求,不只這些需求是如何計算出來的. 多謝了!

以下是引用jinfoxhe在2006-4-24 8:56:00的發(fā)言:

1 靈敏度的計算公式:S=-174dBm+10*log(BW)+Eb/N0+NF. BW一般為中頻帶寬,Eb/N0為芯片在一定誤碼的情況下解調需要的信噪比, NF為系統(tǒng)噪聲系數(shù).如果是擴頻系統(tǒng),還需要減去擴頻增益.

2 對于GSM來說,其靈敏度一般為-110dBm左右(基站),和具體的配置有關系.從仿真來看,

GSM的解調Eb/N0為4-5dB.

3 見1.

今天仔細看了看jinfoxhe兄的帖子,發(fā)現(xiàn)對關鍵問題進行了描述"Eb/N0為芯片在一定誤碼條件下的解調需要的信噪比",也就是說,你選的芯片就決定了接收系統(tǒng)靈敏度的理論值,這個理論值是衡量實際系統(tǒng)能夠工作的重要依據(jù).

比如,接收系統(tǒng)的靈敏度理論值為-150dBm (該值僅為了舉例),如果你在室內(nèi)測量到的GPS信號為-145dBm,說明你的系統(tǒng)在室內(nèi)也能工作.

上面是個人理解,望大家指正.

看來Sow99兄對GPS有豐富的經(jīng)驗,可否大致說明一下這些指標的設計思路啊

snow99:

我現(xiàn)在不做GPS, 只有一點簡單的了解, 這方面也是一知半解.

上面給出來的公式有點問題

GPS RF基本參數(shù)

RF BW: 2.046 MHz

Data Rate: 50 bps

PN Rate: 1.023 Mbps

Data repeat: 1 ms

Process Gain (per data) = 10*LOG(1.023 Mbps / 50 bps) = 43 dB

Required Eb/N0 由基帶處理器決定 --- 基帶并行相關器數(shù)目N和積分時間T, 一般來說,

N和T越大, Required Eb/N0 就越低. N增加表示系統(tǒng)復雜度增加, T增加表示啟動時間變長.

抄一下靈敏度的計算公式:S=-174dBm+10*log(RF BW)+Eb/N0+NF = -111 +

Eb/N0+NF

比如說SiRF最新的產(chǎn)品有-159DBM的靈敏度, 并且冷啟動時間是三十幾秒, 說明它有很大數(shù)量的相關器, 實際上這個數(shù)字 N > 200000

在CDMA/WCDMA/GSM手機上的GPS接收可以由網(wǎng)絡協(xié)助完成(SA),因此不需要太復雜的基帶處理器,并且所需C/N很低,比如17DB-HZ (CDMA/WCDMA)

Required Eb/N0 = C/N - 10log(RF BW) = 17 - 63 = -46 dB

靈敏度S= -111 + Eb/N0+NF=-111-46+NF=-157+NF

NF是接收機從天線到基帶的級聯(lián)噪聲系數(shù)

snow99:

這是GPS接收所需C/N與相關器數(shù)目N和積分時間T的曲線

snow99:

注意C/N的單位是dB-Hz, Eb/N0 (dB) = C/N - 10log(RF BW)

GPS RF BW: 2.046 MHz

伽利略系統(tǒng) RF BW: 4.092 MHz

Arm720:

snow99兄,感謝你的精辟分析!版主該給snow99兄加分了吧!

從你的分析,我發(fā)現(xiàn)了一個很奇怪的現(xiàn)象:GPS在信號功率小于噪聲功率,系統(tǒng)也能正確解碼,分析如下:

GPS系統(tǒng)靈敏度:S=-174dBm+10*log(RF BW)+Eb/N0+NF = -111 + Eb/N0+NF.也就是說如果GPS接收器系統(tǒng)的靈敏度比-111dBm還要小,意味著 Eb/N小于0,也就是信號功率小于噪聲功率,換句話就是信號淹沒在噪聲中,也能正確解碼.分析到這兒,我又有點糊涂了:

1) 如果GPS接收信號的功率為-130dBm,比-111dBm小,但是并不意味著信號功率小于噪聲功率呀.

2) 上面這種情況,如何分析靈敏度,GPS信號功率,信號比之間的關系

snow99兄,這個信噪比的要求感覺太小了吧:Required Eb/N0 = C/N - 10log(RF BW)

= 17 - 63 = -46 dB

jinfoxhe:

GPS在信號功率小于噪聲功率,系統(tǒng)也能正確解碼

對的, 這就是擴頻帶來的好處,提高了系統(tǒng)的靈敏度.缺點就是需要更大的帶寬

Arm720:

本論壇的高人比較多啊!

不知噪聲功率一般是多少,也就是環(huán)境噪聲的功率,另外如何計算從天線進入到系統(tǒng)的噪聲功率這個問題搞清楚了就能詳細分析信號功率,噪聲功率和信噪比之間的關系了;然后分析和靈敏度之間的關系

Arm720:

前面有一個問題沒有描述清楚:

1) 如果GPS接收信號的功率為-130dBm,比-111dBm小,也就是信噪比為負值,信號功率小于噪聲功率,但是此時并不意味著信號功率就小于噪聲功率.這就是互相矛盾的地方.那位朋友能說說您的理解和看法

今天網(wǎng)上找到一片文章,詳細討論噪聲系數(shù)的,正在研究中,初步的研究結果是:

1)射頻系統(tǒng)討論的噪聲是熱噪聲,也就是這種噪聲不是從環(huán)境噪聲中來,是由電路自身產(chǎn)生的噪聲,與外部環(huán)境無關;據(jù)我的理解如果是從外部環(huán)境中來,應該稱之為干擾!

2)NF (Noi Factor)噪聲系數(shù),與信噪比無關,NF描述的是信號在系統(tǒng)熱噪聲的影響下,對

信號影響的描述.

對噪聲,靈敏度的研究在繼續(xù)中,希望這幾天就有結果,大家也一起來討論!

據(jù)我的理解,如果你研究射頻,不研究噪聲,系統(tǒng)靈敏度度,就不能把握射頻系統(tǒng)的設計和全面分析,但是對這種研究比較枯燥;因為沒有實物,又不能測量,唯一能做的就是呆板枯燥的公式分析.

Submarine:

擴頻系統(tǒng)的靈敏度S=KTB+Eb/No+NF-Gp,其中Gp為擴頻增益.這個和一般的靈敏度計算公式有點不同,就是最后的擴頻增益的差別.擴頻增益為擴頻數(shù)據(jù)率/基帶數(shù)據(jù)率.

tina_whj:

強烈贊同,剛開始學習射頻知識,感覺特迷茫

Arm720:

我的研究軌跡,共樓上的朋友作參考.我接觸射頻時,能感到的問題是匹配,集中精力攻關匹配方面的問題,同時做仿真方面的準備;然后遇到的問題是系統(tǒng)的性能分析,也就是靈敏度吧,現(xiàn)在集中分析靈敏度和噪聲問題;可能接下來碰到的問題就是電路實現(xiàn)方面的,要研究微帶線,天線方面的內(nèi)容.

好,下面繼續(xù)噪聲方面的討論

感謝submarine朋友對靈敏度給出新的公司描述!正好手上有一篇介紹CDMA的靈敏度文檔,確實是如此,但是對于噪聲功率,有一個問題一直都想不通.噪聲功率的公式為:(是熱噪聲的功率)

Pnoi = KTB (K: 波爾茲曼常數(shù)1.38x10的-23次方;T:開氏溫度=攝氏溫度+273.15,此處T=290;B:equivalent noi bandwidth--不知道怎么翻譯,我的理解是帶寬) -----

問題就在這個帶寬B上面

單位HZ噪聲功率 = 4.002x10的-21次方瓦特. Pnoi(dBm) = -174dBm .------ 這就是-174dBm的來歷.

問題(1)就是: 帶寬越寬,噪聲功率越大;你系統(tǒng)的帶寬越寬,系統(tǒng)的噪聲功率越大,這和實際不符;在實際系統(tǒng)中應該是噪聲能量大,而不是功率大,功率應該是不變的吧.

在看看靈敏度的公式:S=-174dBm+10*log(BW)+Eb/N0+NF. BW一般為中頻帶寬.

實際上10*log(BW)就是上面公式中的參數(shù)B部分;問題(2)得出的結果是系統(tǒng)帶寬越寬,靈敏度越低,這是個非常奇怪的結論.

Jinfoxhe:

帶寬越寬,噪聲功率越高.這是沒錯的,其實你說的噪聲功率和噪聲能量是一回事.

S=-174dBm+10*log(BW)+Eb/N0+NF,這是對射頻(中頻)而言.沒有考慮基帶的處理增益,如果是擴頻系統(tǒng),Gp會帶來靈敏度的提高.

'問題(2)得出的結果是系統(tǒng)帶寬越寬,靈敏度越低,這是個非常奇怪的結論'這個結論很正常.

woshi622:

這里有個問題我不太明白

S=-174dBm+10*log(擴頻后帶寬)+Eb/N0+NF-Gp

此處的Gp=10*log(擴頻后速率/擴頻前速率).

那么一算的話 S==-174dBm+10*log(擴頻前帶寬)+Eb/N0+NF

此時的擴頻又有什么意義

還有,這里應該要加入天線的增益吧,望解答

everyday:

以下是引用woshi622在2006-4-27 10:02:00的發(fā)言:

S=-174dBm+10*log(BW)+Eb/N0+NF

此處的Eb/N0應該已經(jīng)包含了擴頻增益.

還有,這里應該要加入天線的增益吧,望解答

這個靈敏度是做天線以后的計算公式.如果你要從天線端算,應該加天線的增益,但是天線的增益并不是每個方向都是一樣的.所以一般公式都沒有加.

Ayuyu:

通常我們說的的噪聲基低-174dBm,其實它是常溫下熱噪聲功率譜密度,準確的單位應該是dBm/Hz.是單位Hz上的熱噪聲功率.所以帶寬越寬,頻域積分的功率就越大,但是常溫下熱噪聲的功率譜密度是不變的.

SNR就是信噪比比.就是信號和噪聲功率比,它等于Eb*R/(N0*B),R是數(shù)據(jù)比特速率,B是信號占用帶寬而不是RF/IF通道的帶寬.在擴頻系統(tǒng)中通常和擴頻信號的chip rate取同樣的值.

Eb/N0的概念是每比特能量和噪聲功率譜密度的比值.如果只考慮熱噪聲,系統(tǒng)容量(數(shù)據(jù)比特速率)和它占用的帶寬比值趨于零,那么Eb/N0有個理論極限值就是香農(nóng)極限-1.6dB. 從香農(nóng)公式R=B*log2(1+SNR)可看出,傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率一定,信號的功率一定,增大傳輸信號占用帶寬,可以降低系統(tǒng)對SNR的要求也就是降低對Eb/N0的要求.擴頻系統(tǒng)就是采用增大信號占用帶寬的方法來降低系統(tǒng)對SNR的要求.

GPS也是擴頻系統(tǒng).

靈敏度實際上就是指能夠滿足指定Eb/N0的最小信號功率.如果數(shù)據(jù)比特速率R一定,增大信號占用帶寬B,此時帶寬內(nèi)的噪聲功率N0*B增加,到了一個程度可以使得SNR<0dB,就是說在這個帶寬內(nèi)信號功率Eb*R小于噪聲功率N0*B,信號淹沒在噪聲里,但是Eb/N0仍然可以被保證,也就是說系統(tǒng)可以正常工作.

所以SNR LNA到ADC之間的放大倍數(shù)為 124dB

Arm720:

woshi622朋友,我在逐漸寫出我最近想到和碰到的問題,我現(xiàn)在對于你的問題也沒有定量的研究,我也想知道,如果你近期有研究成果,歡迎發(fā)表!

我最近較忙,沒有時間做研究和仿真了,只能業(yè)余時間研究一下;擴頻帶寬和靈敏度之間的關系,應該有一個曲線來描述,曲線拐點就是最優(yōu)的值.

希望大家一起來研究,各位朋友的觀點和意見能起到拋磚引玉和指引方向的目的,我就是沿著這個方向研究的,但是更進一步的理解還是需要個人去找參考書來加深學習.

這個論壇很好,資料很多,一起討論的朋友也熱心和多呀.

woshi622:

通過我對一些擴頻項目標書的研究,發(fā)現(xiàn)擴頻增益并不能直接影響接收靈敏度的,改變的只是信號在傳輸時對一些特定信號的抗干擾能力,如一些窄帶功率很大的信號

Cmin=C/No+Rb-Gviterbo+L-G/T-K(L為解擴損耗)

如有不對,希望能夠指正

ayuyu:

其實最有意義的是SNR或Eb/N0.靈敏度并沒有多少意義

Arm720:

同意前面woshi622 和 ayuyu兄的觀點,擴頻不能帶來靈敏度上的任何提高,只能增強系統(tǒng)的抗干擾能力 ---- 沒有見到權威資料描述0,歡迎討論!

擴頻系統(tǒng)靈敏度公式1:Sin (dBm) = NF (dB) + KTB(dBm) + Eb/No (dB) - Gp (dB)

擴頻系統(tǒng)靈敏度公式2:Sin (dBm) = NF (dB) + KTB(dBm) + SNR(dB) ---> SNR =

Sout/Nout (dB)

實際上公式2才是靈敏度的表達式,為什么要轉化為Eb/N0的形式原因在于BER (Bit

Error Rate)是通過比特能量Eb來衡量和計算的.

先解釋一下各個部分的含義:

NF:噪聲系數(shù) K,T:波爾茲曼常數(shù)和開氏溫度(此處=290K)

B :擴頻帶寬 Eb : 每比特信號能量 N0:噪聲功率譜密度(注意有所不同) = F*KT --- 多一個噪聲系數(shù)F

Gp:擴頻增益 = B / R (R = 用戶數(shù)據(jù)波特率)

實際上Sout/Nout = Eb/N0 - Gp (dB) ; 推導一下這個公式.

回顧一下Energy = Power * T -> Power = Energy * 1/T --說明 1/T 就是數(shù)據(jù)波特率

也就是Sout = Eb * R ; Nout = F*KTB --- 注意輸出噪聲有一個噪聲系數(shù)F

Sout/Nout = Eb * R / (F*KTB) = (Eb/F*KT) * (R/B) = Eb/N0 * 1/Gp

再寫一個比較全的靈敏度公式作細化分析:

Sin = F * KTB * SNR = F * KTB * Eb/N0 * R/B (mW) ->這個公式的含義就非常清楚了,擴頻帶寬 B 給約掉了.

結論:

1)擴頻對系統(tǒng)靈敏度沒有任何的影響 --- B給約掉了

2)擴頻提高了抗干擾能力;通過 R/B 看出 --- 為什么使用擴頻通訊的原因

3)編碼算法能有效提高系統(tǒng)靈敏度 ---> 這就是無線通訊為什么人們孜孜不倦的研究高增益的編解碼算法的原因;因為編解碼是有效降低Eb/N0,提高系統(tǒng)靈敏度,擴大覆蓋的半徑;今天恍然大悟.

到此為止,研究基本告一段落.還有下面的問題沒有細化研究:

1)Eb 和 BER之間的關系,這個非常的復雜,與具體的編解碼算法相關. 不做細化研究.

感謝各位朋友的熱心支持,給出研究方向,靈敏度研究暫告一段落,下面步入微帶線和天線的研究,歡迎交流!

Arm720:

本來以為到此研究就結束了,但是在實現(xiàn)過程中還是會碰到不少的問題.

擴頻系統(tǒng)靈敏度公式1:Sin (dBm) = NF (dB) + KTB(dBm) + Eb/No (dB) - Gp (dB)

----- 這個公式描述的是系統(tǒng)在理想情況下的靈敏度理論值,也就是你設計的電路系統(tǒng)的極限值,為實際設計和調測作參考,很重要的.系統(tǒng)實測的靈敏度和這個值作比較,就能發(fā)現(xiàn)你的系統(tǒng)是否優(yōu)良,同時也指導你找出原因.

實際實現(xiàn)過程中,你的電路系統(tǒng)幾乎是達不到這個指標的,因為實際電路中,由于PCB布線,屏蔽,等各方面的原因,引入干擾,降低系統(tǒng)了的信噪比,降低了靈敏度.

那么再提出一個問題:電路實現(xiàn)過程中,有哪些手段去提高設計電路的靈敏度我先說一下我的想法,希望各位朋友參與和提供實踐上的指導.

1)提高實際電路的靈敏度,關鍵點在第一級的LNA和輸入匹配電路的設計

2)LNA輸入匹配的關鍵在于最低噪聲系數(shù)匹配,匹配方法為Gt增益圓,NF噪聲圓,穩(wěn)定圓,找合適的GamaS (不多討論匹配細節(jié))

上面是傳統(tǒng)的匹配步驟,我個人感覺忽略了一個很重要的考慮因數(shù),就是對靈敏度的考慮,我們再把接收到的信號功率在細化的分為幾個部分:

Paten:天線接收的信號功率 Psignal:天線信號經(jīng)過匹配后的輸出信號功率,也就是LNA之前的信號功率

Psig_reflect :不完全匹配從LNA反射回的功率 Psig_LNA :LNA接收到的信號功率

他們之間的關系為:Psignal = Paten * aFactor (衰減因子) = Psig_LNA + Psig_reflect

---- 這個公式對分析靈敏度很重要

實際上對系統(tǒng)有效解碼的信號是Psig_LNA -----> 這個為提高電路系統(tǒng)靈敏度提供了理論依據(jù);要知道電路系統(tǒng)實際接收到的信號的從天線接收到的信號,提高靈敏度的途徑就是有效降低天線信號功率和 LNA吸收信號功率(有時也叫源信號資用功率) 的差值:

1) 降低從天線信號功率的衰減因子 --- 和匹配電路相關

2) 降低LNA輸入系統(tǒng)的反射功率 --- 也許NF匹配就確定了LNA的反射功率,是否有新型電路結構能降低VSWR,又能降低信號的反射功率.

Arm720:

希望各位朋友能提供LNA輸入級,在實踐上靈敏度的指導和理論驗證. 在電路實現(xiàn)上,對LNA輸入級有哪些方法能達到下面的目的:

1)降低匹配系統(tǒng)衰減因子 2)既有較低的NF系數(shù),又有較低的VSWR(較低的反射功率)

awp666:

可以通過選擇合適的工作點來選擇你需要的NF,如果是VSWR則需要通過匹配電路來實現(xiàn).不過,NF與Gain是不能同時滿足的,因此你需要計算出你認為合適的值,然后選擇好LNA的工作點.在SMith原圖上,把這個工作點通過匹配網(wǎng)絡轉回圓心,看看需要什么電路形式,進一步用優(yōu)化的方式使整個通帶都滿足你的要求.

Arm720:

多謝版主!

一般情況下LNA設計中,NF,VSWR,增益是互相矛盾的;好的NF,增益又低了,VSWR也大了,總之既要得到好的NF,就不可能得到好的VSWR和增益;

在電路中提高系統(tǒng)靈敏度,通過分析實際上要達到的目的是降低NF,同時又降低VSWR;主要是低的VSWR,信號功率損失反射損失低,那么進入LNA進行放大的信號功率增加,達到提高系統(tǒng)靈敏度的目的;感覺我們在NF匹配中,很少考慮VSWR對系統(tǒng)靈敏度的影響.

實際電路實現(xiàn)中,有沒有一些新穎的電路結構,做到NF也低,VSWR也低

傳統(tǒng)的靈敏度描述再修改一下:降低NF 和 LNA的VSWR,是提高電路系統(tǒng)靈敏度的有效方式.

對于 VSWR 對靈敏度的定量影響還要繼續(xù)研究一下,希望有朋友能提供實踐方面的經(jīng)驗數(shù)據(jù)等. 多謝!

woshi622:

有很多書上是在接收靈敏度公式里并沒有出現(xiàn)KTB,而是用10LgK+G/T(接收機品質因素)來表示,

ARM兄我知道你理論清晰且加資料多,能幫我解釋下G/T么

Arm720:

寫個全的靈敏度公式吧,局部沒法分析啊,你在哪本書上看過可以用圖片的形式把靈敏度的描述這個部分貼出來,我試著分析一下.

Arm720:

靈敏度的理論研究就到此為止吧,對于實際電路提高靈敏度的方式,另起一貼討論吧.實踐方面的挑戰(zhàn)還是比較多的,也很有樂趣,雖然前期看了很多資料,但是分析起來還是感覺到力不從新啊.

woshi622:

Cmin=Eb/No+Rb(信息速率)-G(譯碼增益)+L(解擴損耗)-G/T-10LgK

G/T為接收機品質因素,那份資料上沒有寫推導方法,大概是與天線和接收機有關

Everyday:

對于GPS的靈敏度,我想說明一下.

現(xiàn)在業(yè)界SIRF算是GPS的老大,它的tracking靈敏度可以做到-159dBm.對應的C/No為13dB-Hz.

在GPS中C/No用的很多.能介紹一下C/No與Eb/No之間的關系嗎

Arm720:

手上沒有C/N0表示系統(tǒng)靈敏度的資料,就連分析Eb/N0都找了很久,可能是我找的領域不對;射頻的書籍是不會詳細描述到 Eb/N0和C/N0這一步,哪位朋友有這方面電子文檔,如果方便,發(fā)一份到我郵箱里面吧,先謝過!

SiRF芯片 -159dBm的靈敏度確實高,但是不知是在多少誤碼率的情況下得到的他們的文檔資料都是保密的,據(jù)我了解,SiRF芯片運動軌跡的漂移比較大,誤碼率高是主要原因吧,雖然有些地方能接受到信號,但是解碼不穩(wěn)定,導致靜態(tài)漂移也大.

我的分析不一定對,但是他的資料是絕對不開放的,很難進一步的了解他們的產(chǎn)品.

Everyday:

的確在LNA的設計中NF和Gain時相互矛盾的,但是在實際的應用中只要你選用的IC能夠達到你的要求就OK了.例如:在GPS的LNA設計時一般的要求時NF15dB.一般來說,你選用的管子或者片子都能達到這樣的要求.

在GPS實際的應用中,還要考慮功耗,layout面積,匹配是否方便,一致性問題等等.功耗是一個相當關鍵的指標,你設計的LNA除了NF,Gain就是Ic了.比如現(xiàn)在我們設計的一款GPS

LNA,達到了NF17dB,而工作電流為3mA(2.7V).S11,S22解碼器--Et-->前向糾錯(FEC)--Edec-->RS譯碼--Eb-->解碼輸出用戶傳輸數(shù)據(jù)

Es :單位符號能量 Et:單位比特信號能量

Edec:輸入RS譯碼器單位比特能量 Eb:用戶速率單位比特能量

從Eb/N0反推C/N的過程比較復雜,可以看出與具體的編解碼算法相關.---轉換過程很復雜,部分內(nèi)容還需要在詳細研究一下.

Arm720:

研究過程中的一個難點一直沒有搞明白. 就是 C/N = Es/N0. 不知道這個是如何推導和計算出來的還有就是載波到底是調制前的還是調制后的

在數(shù)字通訊中,為調制信號和載波信號相乘后輸出,那么電路系統(tǒng)接收到的調制后(也就是相乘)的信號,包含載波和符號信號.

根據(jù)付立葉變換,時域兩信號相乘,在頻域的表現(xiàn)兩信號頻域的卷積,頻譜上的表現(xiàn)為 fc+fs,

fc-fs ; 也就是接收信號不會出現(xiàn)載波信號,而是出現(xiàn)兩個頻率的信號.

那位大俠能幫助解釋一下 C 的詳細含義,到底是載波還是信號(包含載波和符號), 以及

C/N 是如何與 Es/N0相等

它的定義影響到功率和能量方面的分析. 多謝!

Ayuyu:

研究問題就要這股勁,我喜歡!

這里我有些看法供你參考;

1.基帶信號經(jīng)調制器后,載波信號會被抑制,在-25dBc到-50dBc之間,所以載波基本不影響信噪比的計算,這個調制信號通常是雙邊帶信號.

2.C/N and C/N0是衛(wèi)星通信中常用術語,通常指的是信噪比和信號對噪聲功率譜密度之比,由于數(shù)據(jù)經(jīng)調制后輸出的是速率為Rs調制符號,Es/N是解調器輸出的信噪比,就是單位符號能量對噪聲功率比,可以用矢量信號分析儀很容易測得,在DSP里也可以很容計算Es/N.

如果Es/N來表示C/N=Rs×Es/N,這是我們工程上常說的信噪比;考慮N=N0×B就有C/N=Rs*Es/(N0*B),若取噪聲帶寬與信號的帶寬相同,那么B=Rs,

所以C/N=Es/N0.

Arm720:

非常感謝ayuyu兄的鼓勵和幫助!

我個人困惑的問題就在這兒:C/N=Rs*Es/(N0*B) = (Es/N0)*(Rs/B),就在Rs/B上面.拿GPS來說吧,載波頻率為1.5742G,擴頻帶寬B為2.046M;此處的B就是2.046M,但是符號速率Rs是要小于2.046M的

ayuyu:

那是因為在基帶調制器后有個基帶成型濾波器(通常是升余弦一類的濾波器),使得信號占用頻譜寬度加大,在這里衡量等效噪聲帶寬時通常取Rs同值

checkz:

公式的物理含義

靈敏度的定義是在滿足系統(tǒng)要求時(即Eb/N0)信號的最小電平.

Eb/N0由基帶部分的算法以及解調方式?jīng)Q定,所以對于特定的基帶系統(tǒng)Eb/N0是一個定值.

再看NF,它是由天線到基帶接口中間所有的級聯(lián)電路決定的,對于特定的電路當然也是定值,