一種改進(jìn)的導(dǎo)航信號(hào)窄帶干擾抑制方法

一種改進(jìn)的導(dǎo)航信號(hào)窄帶干擾抑制方法

施榮華;王濤;董健;易大江;郭迎

【摘 要】In order to suppress narrowband interference in navigation signal,

an improved method bad on frequency-domain Least Mean Square(LMS)

is propod. By using the weight leakage factor, the method can reduce

the loss of the desired signal in filter process. Meanwhile, with the

judgment of the weight coefficient stability, the method can effectively

suppress variable frequency narrowband interference. Simulation results

show that the propod method has the effectiveness in suppressing the

narrowband interferences of both fixed and variable frequency, it can

greatly improve the anti-jamming performance of the navigation receiver.%

針對(duì)導(dǎo)航信號(hào)中的窄帶干擾問題,提出一種基于頻域處理的最小均方(LMS)窄帶干擾

抑制方法.該方法在傳統(tǒng)的LMS濾波器結(jié)構(gòu)中引入權(quán)值泄漏因子α,以減少導(dǎo)航信號(hào)

中有用信號(hào)在濾波過程中的損失.通過采用權(quán)值系數(shù)穩(wěn)定度d的判斷處理去除導(dǎo)航

信號(hào)中的變頻窄帶干擾.仿真結(jié)果表明,該方法對(duì)固頻和變頻的窄帶干擾都有較好的

抑制效果,可提高導(dǎo)航接收機(jī)的抗干擾性能.

【期刊名稱】《計(jì)算機(jī)工程》

【年(卷),期】2012(038)023

【總頁數(shù)】4頁(P67-70)

【關(guān)鍵詞】窄帶干擾;加窗損耗;泄漏因子;權(quán)值系數(shù)穩(wěn)定度;最小均方;導(dǎo)航接收機(jī)

【作 者】施榮華;王濤;董健;易大江;郭迎

【作者單位】中南大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院,長沙410083;中南大學(xué)信息科學(xué)與工

程學(xué)院,長沙410083;中南大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院,長沙410083;湖南創(chuàng)越電子科

技有限公司,長沙410205;中南大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院,長沙410083

【正文語種】中 文

【中圖分類】TP911

1 概述

導(dǎo)航接收機(jī)采用的直接序列擴(kuò)頻技術(shù)能夠有效地抑制來自信道中的干擾。但對(duì)于大

功率的窄帶干擾，僅靠接收端的擴(kuò)頻處理增益已不足以對(duì)干擾進(jìn)行抑制，必須采取

其他措施進(jìn)一步提高導(dǎo)航接收機(jī)的抗干擾能力。因此，窄帶干擾抑制技術(shù)已成為導(dǎo)

航定位中的研究熱點(diǎn)之一。

目前，抑制窄帶干擾主要有以下3類方法：(1)基于預(yù)測(cè)技術(shù)的方法，如線性預(yù)測(cè)

干擾抑制濾波器[1-3]、非線性預(yù)測(cè)干擾抑制濾波器[4-5]及基于HMM的干擾抑制

方法[6-7]等；(2)基于變換域技術(shù)的方法，如自適應(yīng)時(shí)頻去噪器(ATF)[8-9]、頻域

抗干擾處理技術(shù)[10]和聲表面波器件的變換域?yàn)V波技術(shù)[11]等；(3)基于碼輔助技術(shù)

的相關(guān)方法，如最大似然碼輔助技術(shù)[12]和MMSE檢測(cè)器抑制數(shù)字窄帶干擾[13]

等。這些方法中基于預(yù)測(cè)技術(shù)的方法在擴(kuò)頻碼速率很高時(shí)，在要求的時(shí)間內(nèi)難以完

成迭代運(yùn)算，且穩(wěn)定性較差[14]；碼輔助處理方法實(shí)現(xiàn)繁瑣，計(jì)算量也較大；變換

域處理方法結(jié)構(gòu)簡單、運(yùn)算量小，能夠滿足實(shí)時(shí)性的要求[15]。

本文以變換域處理技術(shù)作為切入點(diǎn)，利用有用信號(hào)的功率譜密度分布非常平坦，而

窄帶干擾之處的功率譜密度分布呈現(xiàn)峰值的特點(diǎn)，提出了一種基于頻域處理的

LMS窄帶干擾抑制方法。在ALTERA公司CYCLONEIII系列EP3C120F780CB芯

片上實(shí)現(xiàn)了該方法，并實(shí)際測(cè)試了其抗干擾性能。

2 傳統(tǒng)頻域LMS窄帶干擾抑制方法

典型的頻域處理方法是在判斷出干擾的位置后，對(duì)各個(gè)頻域系數(shù)乘以權(quán)0或權(quán)1，

即去除含干擾的頻域系數(shù)，保存不含干擾的頻域系數(shù)。所以，從一般意義上講，判

決并不是基于對(duì)某個(gè)處理參數(shù)，例如輸出 SNR的優(yōu)化。因此，采用連續(xù)變化的權(quán)

值并使用 LMS算法來調(diào)節(jié)權(quán)值，可以最大程度提高抑制窄帶干擾的能力[16]。抑

制導(dǎo)航信號(hào)中窄帶干擾的基本處理框圖如圖1所示。

圖1 抑制窄帶干擾處理框圖

在頻域窄帶干擾抑制技術(shù)中，離散傅里葉變換可以通過高效的快速傅里葉變換實(shí)現(xiàn)。

但在實(shí)際應(yīng)用中，快速傅立葉變換需要窗函數(shù)來確定輸入信號(hào)的范圍，這種加窗運(yùn)

算會(huì)導(dǎo)致加窗損耗[17]。選擇非矩形窗函數(shù)可以減小旁瓣的大小，但同時(shí)也需要重

疊相加處理輸入信號(hào)段以保證準(zhǔn)確地重構(gòu)時(shí)域波形。表1給出了不同1 024點(diǎn)窗

函數(shù)重疊相加的信噪比損耗損失。

表1 不同窗重疊相加法的信噪比損耗損失 dB窗的類型 加窗未重疊 1/3重疊 1/2

重疊 2/3重疊三角窗 1.249 0.076 9 0.000 0 0.017 8海明窗 1.347 0.114 3

0.000 0 0.000 0漢寧窗 1.765 0.276 0 0.000 0 0.000 0布萊克曼窗 2.377 0.821

0 0.078 6 0.000 0

本文使用的窗函數(shù)為海明窗：

重疊相加法每一條支路均為“加窗+FFT+干擾抑制+IFFT”結(jié)構(gòu)，但2條支路分別

是對(duì)數(shù)據(jù)段的不同部分加窗，相互錯(cuò)開N/2，N為FFT點(diǎn)數(shù)。

首先將每 N個(gè)采樣數(shù)據(jù)點(diǎn)分為一批進(jìn)行處理。頻域LMS算法[18]的權(quán)值系數(shù)更新

為：

在式(2)中，X(k)為輸入信號(hào) x(n)的 FFT；D(k)為輸入信號(hào) d(n)的FFT；WF(k)為權(quán)

值系數(shù)；μ為步長因子，必須滿足：

其中，λmax為輸入信號(hào) X(k)協(xié)方差矩陣的最大特征。對(duì)于N點(diǎn)FFT，每個(gè)分量

由單獨(dú)的濾波器控制，從而在頻域上實(shí)現(xiàn)抑制。特定的分量的權(quán)值公式可更新為：

其中，WFi (k)為k時(shí)刻第i個(gè)分量的權(quán)值；Ei( k)為k時(shí)刻第i個(gè)分量的誤差量。

將輸入信號(hào)作為期望信號(hào)。

令Di ( k)=Xi( k)，權(quán)值迭代公式可表示為：

由式(7)可知，權(quán)值 WFi(k)的變化和幅度譜的平方有關(guān)，當(dāng)k足夠大時(shí)將隨著的增

大而趨向于 1，且越大，越趨向于 1，抑制程度越深。由于窄帶干擾的功率譜比有

用信號(hào)的功率譜大得多，因此該方法能夠幾乎完全抑制窄帶干擾，而對(duì)有用信號(hào)只

帶來有限的損失。最后對(duì)E( k)進(jìn)行IFFT即可獲得窄帶干擾已被抑制的有用信號(hào)。

3 改進(jìn)的頻域LMS干擾抑制方法

3.1 算法結(jié)構(gòu)

為了能夠有效地抑制導(dǎo)航信號(hào)中的窄帶干擾，減少有用信號(hào)在濾波過程中的損失。

本文引入了泄漏因子 a，0。LMS濾波器的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 LMS濾波器結(jié)構(gòu)

基于LMS算法的頻域權(quán)值系數(shù)迭代公式為：

其中，W (k+1)、W(k)分別為k和k+1時(shí)刻的濾波系數(shù)向量；a為權(quán)值泄漏因子；

μ為收斂因子；X( k)為輸入信號(hào)數(shù)據(jù)樣值序列； E( k)=X( k )-W (k) X( k )為誤差

信號(hào)；*為共軛運(yùn)算符，因此，權(quán)值系數(shù)向量 W (k+1)可以表示為：

權(quán)值系數(shù)向量 W (k+1)的數(shù)學(xué)期望可表示為：

假設(shè)輸入信號(hào)數(shù)據(jù)樣值序列中數(shù)據(jù)樣值X( k)，X(k?1)，X(k?2)，……互不相關(guān)，

且數(shù)據(jù)樣值序列為零均值，那么：

其中，σ2 為輸入信號(hào)功率。

由式(10)可得：

設(shè)全權(quán)系數(shù)向量的起始值為 W(0)，那么k+1時(shí)刻的權(quán)值系數(shù)向量的均值可表示為：

由式(13)可得收斂的權(quán)值系數(shù)向量：

為了確保W(∞)收斂，收斂因子μ和權(quán)值泄漏因子應(yīng)滿足：

設(shè)能量判決門限B為：

則W(∞)可表示為：

由式(17)可知，當(dāng)σ2?B時(shí)，W (∞)≈0；當(dāng)σ2?B時(shí)，W(∞ )≈1。可以看出權(quán)值

泄漏因子a的作用：在對(duì)大功率信號(hào)抑制足夠大的前提下，對(duì)小功率信號(hào)的抑制

大大減小。即若某一譜線的功率很小，則權(quán)值的增量趨于0，又泄漏因子 0，

使權(quán)值經(jīng)多次迭代后趨于 0，由此可使有用信號(hào)在濾波過程中的損失趨于0；若該

譜線的功率很大，則權(quán)值增量相當(dāng)大，會(huì)抵消泄露因子的作用，并使權(quán)值經(jīng)多次迭

代后趨向l，實(shí)現(xiàn)了對(duì)窄帶干擾近乎完全抑制。

3.2 算法處理流程

在通常的頻域LMS干擾抑制處理流程中，是將輸入數(shù)據(jù)分成若干批，每一批依次

進(jìn)入濾波器進(jìn)行陷波處理，每一批數(shù)據(jù)只進(jìn)行一次陷波處理，這種處理方法對(duì)于頻

點(diǎn)固定的窄帶干擾非常快速有效。但對(duì)于變頻干擾，由于存在權(quán)值系數(shù)收斂速度的

問題，通常的處理方法的實(shí)時(shí)處理效果并不理想。本文提出將每一批數(shù)據(jù)進(jìn)行多次

陷波處理的方法，即每批數(shù)據(jù)經(jīng)過多次迭代處理，權(quán)值系數(shù)趨于穩(wěn)定后才輸出。

LMS濾波器的權(quán)值系數(shù)要經(jīng)過多次迭代才能夠達(dá)到穩(wěn)態(tài)，因此本文引入了權(quán)值系

數(shù)的穩(wěn)定度d來衡量權(quán)值的是否達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，可以表示為：

分析上式可得：當(dāng)d等于零時(shí)或d趨于0時(shí)，就可以認(rèn)為權(quán)值系數(shù)不再發(fā)生改變，

LMS濾波器已經(jīng)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，就可以將誤差信號(hào)E(k)輸出。

綜上，本文提出的改進(jìn)的頻域 LMS干擾抑制方法處理流程描述如下：

第1步 將輸入按重疊相加法分成N點(diǎn)一批的數(shù)據(jù)，則第k批數(shù)據(jù)為

x( k)=[x( kN+1)x( kN+2)…x( kN+N )]。

第2步 對(duì)x( k)作N點(diǎn)FFT得到：

第3步 對(duì)權(quán)值進(jìn)行更新。第i個(gè)分量的權(quán)值更新為：

第4步 計(jì)算權(quán)值系數(shù)穩(wěn)定度：

判斷權(quán)值系數(shù)是否達(dá)到穩(wěn)態(tài)，若達(dá)到穩(wěn)態(tài)，則進(jìn)入第5步，否則重復(fù)第3步。

第5步 將誤差信號(hào)e(n)=IFFT(E(k))作為輸出信號(hào)。

4 仿真結(jié)果

仿真實(shí)驗(yàn)中采用實(shí)測(cè)北斗二代導(dǎo)航數(shù)據(jù)，混頻下變頻后中頻為21 MHz，采樣頻率

為4 MHz。干擾信號(hào)由多個(gè)不同頻率的單音干擾疊加而成，可以表示為：

含有干擾的輸入數(shù)據(jù)的的功率譜如圖3所示，本文使用4個(gè)不同頻點(diǎn)的余弦信號(hào)

疊加作為人為的干擾，其中頻率為200 kHz和300 kHz是固定頻點(diǎn)干擾，另外2

個(gè)為隨著時(shí)間變化的范圍在100 kHz～500 kHz的變頻干擾。采用一般的頻域

LMS窄帶干擾抑制方法的處理結(jié)果如圖4所示，在經(jīng)過8個(gè)迭代周期后，大部分

權(quán)值趨于穩(wěn)定，非變頻的窄帶干擾幾乎完全被抑制，但對(duì)于變頻窄帶干擾幾乎沒有

抑制作用。采用改進(jìn)后的頻域 LMS窄帶干擾抑制方法的處理結(jié)果如圖5所示，固

定頻點(diǎn)的窄帶干擾和變頻窄帶干擾都得到有效的抑制。

圖3 抗干擾前信號(hào)功率譜圖

圖4 未改進(jìn)LMS方法干擾抑制后的信號(hào)功率譜圖

圖5 改進(jìn)后LMS方法干擾抑制后的信號(hào)功率譜圖

5 FPGA實(shí)現(xiàn)

整個(gè)窄帶干擾抑制系統(tǒng)設(shè)計(jì)為5個(gè)模塊：加窗模塊，延遲模塊，FFT模塊，LMS

濾波模塊和IFFT模塊。硬件使用ALTERA公司CYCLONEIII系列

EP3C120F780CB芯片。加窗通過輸入數(shù)據(jù)在時(shí)域與特定的窗函數(shù)相乘來實(shí)現(xiàn)。

LMS濾波模塊是整個(gè)處理的核心運(yùn)算部分，其中包括一個(gè)存儲(chǔ)器存儲(chǔ)每次更新的

1 024個(gè)權(quán)值，并在下一次數(shù)據(jù)到達(dá)時(shí)參加運(yùn)算，迭代出新的權(quán)值。

將改進(jìn)后的窄帶干擾抑制方法應(yīng)用于某衛(wèi)星定位系統(tǒng)抗干擾導(dǎo)航接收機(jī)，并測(cè)試抗

干擾導(dǎo)航接收機(jī)在窄帶干擾下的工作性能，對(duì)照采用一般的窄帶干擾抑制方法的導(dǎo)

航接收機(jī)在窄帶干擾下的工作性能，驗(yàn)證改進(jìn)后的窄帶干擾抑制方法對(duì)窄帶干擾抑

制的有效性，及將其應(yīng)用衛(wèi)星定位系統(tǒng)抗干擾用戶接收機(jī)的可行性。

表2為采用一般窄帶干擾抑制方法的導(dǎo)航接收機(jī)捕星情況。表3為改進(jìn)后導(dǎo)航抗

干擾接收機(jī)的捕星情況。可以看出，在非變頻的窄帶干擾下2種接收機(jī)均能正常

工作，而在變頻窄帶干擾下只有改進(jìn)后的導(dǎo)航接收機(jī)才可以正常工作。

表2 一般的導(dǎo)航抗干擾接收機(jī)性能測(cè)試結(jié)果信號(hào)功率/dBm 噪聲功率/dBm 干擾個(gè)

數(shù) 干擾帶寬/MHz 變頻干擾 ?10 dB ?20 dB ?30 dB ?40 dB ?50 dB ?60 dB

不同信干比下接收機(jī)是否捕獲?133 ?110 1 1.023 否 是 是 是 是 是 是是 否 否

否 否 否 否?133 ?110 2 1.023 否 是 是 是 是 是 是是 否 否 否 否 否 否是 否 否

否 否 否 否?133 ?110 3 1.023 否 是 是 是 是 是 是

表3 改進(jìn)后的接收機(jī)性能測(cè)試結(jié)果信號(hào)功率/dBm 噪聲功率/dBm 干擾個(gè)數(shù) 干擾

帶寬/MHz 變頻干擾 ?10 dB ?20 dB ?30 dB ?40 dB ?50 dB ?60 dB不同信干

比下接收機(jī)是否捕獲?133 ?110 1 1.023 否 是 是 是 是 是 是是 是 是 是 是 是 是

?133 ?110 2 1.023 否 是 是 是 是 是 是是 是 是 是 是 是 是是 是 是 是 是 是 是

?133 ?110 3 1.023 否 是 是 是 是 是 是

6 結(jié)束語

目前衛(wèi)星導(dǎo)航定位在軍事和民用領(lǐng)域都有著廣泛的應(yīng)用，干擾抑制效果的好壞直接

影響著導(dǎo)航接收機(jī)的性能。本文提出了一種基于頻域處理的 LMS窄帶干擾抑制方

法。該方法將權(quán)值泄漏因子a引入到傳統(tǒng)的LMS濾波器結(jié)構(gòu)中以減少有用信號(hào)在

濾波過程中的損失；同時(shí)，為了去除導(dǎo)航信號(hào)中的變頻窄帶干擾將權(quán)值系數(shù)穩(wěn)定度

d的判斷處理引入到傳統(tǒng)的 LMS算法處理流程中。仿真結(jié)果表明，該方法對(duì)固定

頻點(diǎn)的窄帶干擾和變頻的窄帶干擾都有很好的抑制效果，并結(jié)合具體硬件實(shí)現(xiàn)了該

方法，通過和接收機(jī)對(duì)接實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文方法對(duì)導(dǎo)航信號(hào)中的窄帶干擾抑制的有效

性。

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